その３はこちら

　ここからは、製作後日談のようなもの。

フラットアンプの方はステップ型の位相補正がなくとも安定になった、と書いたのに回路図には位相補正が入っている。これは、試験運転？している時に、また、訳の分からない現象が起きたからである。

新しいアンプが出来上がると、持っているアンプを組み合わせてとっかえひっかえ聴いてみたくなるもの。なので、私の場合もＧＯＡなアンプ達に復活したばかりのＮｏ−１４４やＮｏ−１４７（風）、さらに出来上がったばかりのＮｏ−１３９（もどき）まで持ち出して、自己満足に浸って音楽を聴いていたのだが、いつもの癖で（完全対称型パワーアンプを使っているとこういう癖が付くなぁ(^^;)）、パワーアンプの放熱器に手を触れてみたら、なんと異常な熱さだ。ん？
これが出来たばかりのＮｏ−１３９（もどき）で、ひょっとして気づくのがもう少し遅くなっていたら、それこそ「ちょっとした後日談」のネタになっていたと思うが、幸いにも早めに気づいて事なきを得た。のだが、調べてみるとＮｏ−１３９（もどき）のアイドリング電流が０．５Ａ程度にまで上昇しているのだ。本来０．２Ａ設定なのに。

そこで、色々調べてみると、Ｎｏ−１３９（もどき）をこの完全対称型プリアンプと接続するときに限りこういう現象になるのだ。ＧＯＡなアンプ達は勿論、同じＡＣ電源のＮｏ−１４４やＮｏ−１４７（風）ではこのような現象は生じない。
ついでに私はＧＯＡなパワーアンプ達用に±３０Ｖや±４５Ｖの乾電池を用意しているので、これを使ってＮｏ−１３９（もどき）を＋４５Ｖと±３０Ｖの乾電池電源にして動作させてみると、この怪現象は起きない。

が、こういう現象は理屈は不明でも、発振だ！！
から、プリアンプの方を当たってみると、Ｎｏ−１３９（もどき）をＡＣ電源で動作させ、信号ラインを接続すると、プリアンプのフラットアンプがそのゲインを最小位置にした場合に微少に発振することが分かった。

と言うわけで、根本原因が分からなくとも対処はしなければならないから、フラットアンプにも１２０Ω、２００ｐＦのステップ型位相補正を入れたものである。
結果、怪奇現象は全く発生しなくなった。
本当にプリアンプというものは、分からないというか難しいものだ。

さて、わたしのＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプの電源電圧は何故か±１５Ｖだ。別に乾電池１０個の電圧に合わせているのではない。そもそも「オーディオＤＣアンプシステム」搭載のレギュレーターを搭載しているので、元は±１７．５Ｖなのだが、またしても怪現象が発生していることが分かったので、これに対処するためにレギュレーターを調整し、わざわざ±１５Ｖにしたのだ。

と言うのは、イコライザーの出力ＤＣオフセット電圧の変動が左チャンネルだけやや大きいのだ。と言ってもＤＣプリアンプのイコライザーのＤＣゲインは非常に大きく、このためここに唯一コンデンサーを入れてＤＣをカットしているのが金田式だから、もともとこの点のＤＣオフセットが変動するからといって何ら問題とすべきものではなく、少々の変動など当たり前と見逃すのが普通だ。

ところが、今回の完全対称型はイコライザーのＤＣオフセットがかなり安定なのである。上手くするとこれを０ｍＶに追い込めるのではないか、と思うぐらい安定なものだから、片方のチャンネルだけがやや変動が大きいため（といってもイコライザー出力で数十から１００ｍＶ程度のオフセットなのだ）おかしいなと感じたのだ。しばらくその都度初段の半固定抵抗を調整していたのだが、ある時、ハッと気が付いた。
そうか、フォノプレーヤーを繋いだときと外した時でオフセットが違っているのだ。
早速再現実験をすると正にそのとおりだ。

となれば、理由は一つしかない。２ＳＫ９７のゲート漏れ電流である。これが５６０ＫΩに流れるか数十Ωのカートリッジに流れるかの差で終段に発生するＤＣ電圧がこれだけずれた訳だ。そのＤＣゲインを考えればごく微弱なゲート漏れ電流だが、分かってしまえば流れない方が良いに決まっている。
そこで手持ちの２ＳＫ９７も幾つかお出まし願ってとっかえひっかえして調査してみると、２ＳＫ９７はドレイン−ソース間電圧が１４Ｖ〜１５Ｖを境にしてゲート漏れ電流が急上昇するようなのだ。もとよりこの結果は私の手持ちの２ＳＫ９７による結果だから皆そうとは言えないが、私の場合は素直に手持ちの範囲で解決することとして、レギュレータを調整して電源電圧を±１５Ｖに下げて対処したのである。

勿論、カスコードを付加する方法もあり、ここまでの経験からそれでも最初の頃と違い安定動作させられるだろうとは思ったが、こうしてみるとシンプル型もイイ感じがするし、それなりに各素子に比較的高い電圧がかかっていて、いまさら複雑にする必要もないのではないだろうか、ということでこうなっている。

なお、このアンプの半固定抵抗は、最初地元で入手できたコパルのＦＴ−６型とＮＥＣネオポットを使っていた。が、東京に出張の折り、海神無線でふとコパルのＴＭ−７Ｐを見つけて、そう言えばと思って購入し、さっそく換装してみたのだ。

結果、これは大変よい。と私が宣伝してもしょうがないのだが、キックバックというか、調整時ドライバーを離した途端オフセットが揺り戻した、ということが全くなく、非常に気持ち良くアンプの調整ができる。

この部分に用いる半固定抵抗については音の点から色々な講釈もあるようだ。が、他の製作記を見ていただくと分かるとおり、私はもうあまりこだわらないで、安定性を重視したいと思っているのだが、その意味でもＴＭ−７Ｐは非常に優れていると思う。

また、イコライザー出力の３３０００ｐＦの後ろには８２０ＫΩをアース間に挿入している。これは、ロータリースイッチ切り替え時に、これがないとフラットアンプのゲート抵抗を通じて３３０００ｐＦに充電電流が流れることに伴ってパチッというノイズが軽く発生するのを嫌ったためのもので、これでＥＱの低域でのオープンゲインが下がると考える人は付けなくとも良いものである。

さて、以上の様な経緯を経て、Ｎｏ−１２８？完全対称型プリアンプは現在の姿でほぼ完成した。懐かしの素子達を生かすことが出来たという満足感もあるし、これまでになく完成まで苦労した分愛着も深いものがある。また、コントロール機能を重視して外部入力を充実したのも正解で、結果我が家のメインシステムとなった。

外部入力についてはアッテネータのレベルを３種類用意したので、ほぼ完全に満足できる実用性を確保出来たと思う。しかしながら、ゲインコントロールで調整する音量の範囲が２６ｄｂなのはやはり不足だと思う。専用の部屋とシステムでいつも同程度の音量で聴ける方は良いのだろうが、そうでない私などはこうやって複数のアッテネータを用意して時と場所とシステムに応じて切り替えなければならない。

また、ＭＣ用のレコード再生機能の点では、そのトータルゲインは大きすぎると思う。特に能率が高い訳でもない我が家の９０ｄｂ程度の市販スピーカーシステムで聴いてもゲインコントロールのボリューム位置は最低、つまりフラットアンプのゲイン０ｄｂでも音量は大きめだ。完全対称型パワーアンプのゲイン設定が４０倍になったこともこれに拍車をかけている。イコライザーのゲイン設定抵抗を１ＫΩにしてそのゲインをやや下げてもみたが、その程度では焼け石に水なので元に戻してしまった。この辺は、ボリュームを常識的な手法で使うことを止めてからずっと続く金田式ＤＣアンプのひとつの課題（使いにくさ）だと思うのだが、我が家のシステムでは日中に限ればぎりぎり実用性が保たれる範囲なので、取りあえずはこれで良しとしている。それなら、自分のシステムに合うように遠慮なくゲイン設定を変更すれば、と言われるかな(^^;;。

と、幾つか課題はあるが、Ｎｏ−１２８？完全対称型プリアンプは一応完成し、時間と空間を超えた音楽を再現してくれている。今日もまた、レトロな雰囲気で右のレコードなどを聴きているのだった(^^;。

こうして見ると何となく恐ろしげなジャケットだが、もともと霧に霞んでいるような写真で、谷山浩子の「鏡の中のあなたへ」というＬＰだ。鏡の中の私が彼女に覗かれている。
最近のＪ−ＰＯＰではあり得ない、心の琴線をくすぐるような「ＣＯＣＫＹ　ＰＯＰ」の雰囲気があまりに懐かしいレコードだが、音自体は非常に瑞々しいもので、完全対称型プリアンプ、というか金田式ＤＣプリアンプのすばらしさを実感してしまう。

このレコードが録音された頃に今回復活を果たした日立の２ＳＣ９８４はジャンク箱に入ってしまったということになるが、完全対称型式のお陰で２０年を経てここに新たな出会いとなった訳だ。

ところでこの方、今も音楽活動しているのだろうか・・・
などと、こんなことを書いてもしょうがない。
ということで、以上。


最後まで読んでくれた方、お疲れさまでした。では・・・ 　　
　

その後の２


本体を製作してからもう１年以上が過ぎた。ようやくその電源部をこしらえた。勿論ＡＣ電源である。
回路はＭＪ９５年６月号のＮｏ−１２８オリジナルどおりだ。電源トランスの出力をブリッジ整流しただけの回路だから変更しようにもしようがない。

電源トランスはオリジナルどおりのテクニカルサンヨーＴＫＰ−１。ダイオードは３１ＤＦ２ではなく安売りしていた３０ＤＦ２にしてしまった。が、電解コンデンサーはネジ式の日ケミＫＭＨ８０Ｖ２，２００uＦを奮発した。
ケースはタカチのＯＳ４９−２６−３３ＢＸ。オリジナルはこれより一回り小さいケース１個に電源部もアンプ部も組んでいるのだからこちらは非常に贅沢な使い方ではある。(^^;

さて、私の金田式ＤＣプリアンプの電源がＡＣ商用電源になるのは何年振りのことだろう。金田さんの録音系におけるバッテリー導入の動きがプリアンプやパワーアンプの再生系に及んできたのは多分８１年頃で、私のプリアンプも８３年頃にはＳＷレギュレーターの電池式になっていたように思えるので、もうかれこれ１８年にもなってしまう訳だ。

長年慣れ親しんだ文化を変えるような気分・・・と言えば大袈裟だが、このプリアンプをＡＣ電源に戻すと入り口から出口まですっかりＡＣ電源となってしまうのだ。約２０年振りに・・・。

かつてＡＣ電源を捨てて乾電池を電源にしたことについては、音が良いということ以外にそのマニアックさ自体で悦に入っていた部分もあることも告白すれば、ここに少しばかりの敗北感があることも分かっていただけるかもしれない。何のための乾電池だったの・・・？金田さん・・・(^^;;

だからＡＣ電源の方が乾電池よりも音が良かったらちょっとショックだし、どうせなら少しハムでも聞こえてくれた方がよい、という気持ちが心のどこかにある。

このごく簡単なＡＣ電源部の製作が今日までのびのびになってきたのはそういう訳があってのことかもしれない。

ま、ＡＣ電源でも乾電池以上の音が出る回路構成に進化したという通説に従って取りあえず納得しましょう。音が良ければそれでいいじゃないですか。

と、前置きが長くなったが、結論は短くて、少なくともこのプリについては今後乾電池を使う必要性は失せた。電池特有の透明感、静寂感に何ら引けを取らないだけでなく、低域のエネルギー感、ダイナミック感、滑らかさ豊かさでは勝ってしまうようだ。ついでにハムのかけらもないのだ。ＡＣ電源特有のモヤモヤはどこへ行ったの？

などと書くと電池の音が悪いと思われる方がおられるかもしれないが、そうではなくてどちらも同じように良いのだけれども・・・

そうさ、そうさ。しょうがないさ。
名前は同じネオでもとうの昔に水銀０の根性なしになった電池だもの。
完全対称方式は、この電池の音の悪さが開発動機になったなんてこともどこかで聞いたような気がするし、とすれば当然じゃないか・・・

と、千々に乱れるこころ、今日のところは電池のせいにするしかなくて・・・(^^;;

（２００１年２月２４日）

その後の３

また半年が過ぎた。

未来は分からないもの。
あたりまえだが半年前にはこんなことがあろうとは思いもしなかった。
なんと、幻の名器２ＳＡ５６６が手に入ったのだ。(^^)

これを手に入れるのはかれこれ２０年振りぐらいだが、これはインターネット社会がもたらしてくれたものと、この世の進歩（変化？）に感謝せざるを得ない。

そしてその結果が右の写真だ。
２ＳＡ５６６を飾っておくわけにはいかない(^^)
レギュレーターのモトローラ２Ｎ３７４１、２Ｎ３７６６は早速２ＳＡ５６６、２ＳＣ１１６１に置き換えられた。

と今回はこれだけのこと。


以下は単なるタワゴト。

やはり名器は名器なのか。特にアナログディスク、即ちレコード再生がより楽しくなったようだ。

今となってはレコード再生をいわゆるハイファイ（こんな言葉、今も使うのかな？）と言う訳にはいかないだろう。ＣＤに比較したら再生帯域も広くはないし、ダイナミックレンジも狭いし、ノイズや歪のような再生音の傷も多い。

が、何故かより素朴な実在感を感じたりするんだな〜(^^;

なんと言うか、所々に破れがあって一部衝立で見えない部分もあるが、もの自体は近くで肉眼で見ているような直接感がある、とでも言ったらよいか、要するに鮮度感が良いと・・・
いや、これに比してハイビジョンな映画も勿論素晴らしいのですけどね(^^;;

また、ＡＣ電源より水銀０でもナショナルＮＥＯを電源にした方がそんな感じがより得られる感じになったので、またしても電池電源に戻ろうか・・・、という気にもなっている。が、消耗を気にする必要がないＡＣ電源はやはり便利なので、結局当初の目論見どおり併用ということになろうか。ＣＤはＡＣ電源、レコードは電池電源てな感じで(^^;

と、今回は単なるたわごとに終わってしまった・・・

（２００１年９月１日）

その後の４



また１年半が過ぎた。

昨年は半導体完全対称型プリアンプの新型、Ｎｏ−１６８が発表され、その考察をする中でこのＮｏ−１２８（？）の改造も予感されたのだが、Ｎｏ−１６８に比して明らかに劣るというほどでもなかったのでそのままになっていた。

今年になってＰＳｐｉｃｅ（評価版）でシミュレーションに少しばかり手を染めた結果、完全対称型のことも以前よりは理解できたように思えてきた。また、この３月７日にＫ先生の１４年ぶりの新単行本“音楽を愛する電子回路　オーディオＤＣアンプ製作のすべて　上巻”を入手したところ、トランジスタ式の完全対称型プリアンプの最新型「高出力ＭＣプリアンプ」が掲載されており、それを見るにやや感じるところもあった。

結果、我がＮｏ−１２８（？）はこうなったのである。


Ｎｏ−１６８で半導体完全対称型プリアンプの標準型は手に入れたから、このＮｏ−１２８（？）まで同じものにしたのでは面白くない。

Ｎｏ−１６８に対して、こちらはあくまでシンプルに最低限の半導体素子数で完全対称型を構成するという１２８精神（←そんなのあるのか）でいくことにしたのだ。

が、微妙に変化しているところもある訳で・・・（＾＾；

まずはフラットアンプ。

Ｎｏ−１６８の製作の過程では、２段目にトランジスタを用いる場合はフラットアンプにもカスコードアンプが必要だ、と結論付けたのだが、新単行本掲載の最新型トランジスタ式プリアンプである「高出力ＭＣプリアンプ」にはやはりフラットアンプのカスコードはない。

何故か？　

「それほどの差ではないのだよ・・・。」と天の声。　はっ。ｍ（＿＿）ｍ

さっそくＰＳｐｉｃｅ（評価版）でシミュレーションしてみよう。

機　　種		電圧利得 （ｄｂ）			電圧利得差	理論値 との乖離	電圧利得差	理論値 との乖離
		負荷１ＫΩ	負荷21ＫΩ	負荷51ＫΩ	21KΩ−１KΩ		51KΩ−１KΩ
					理論値＝	26.4	理論値＝	34.2
168FET　FA	ｶｽｺｰﾄﾞなし	44.4	66.2	70	21.8	-4.6	25.6	-8.6
	ｶｽｺｰﾄﾞあり	44.9	68.2	72.5	23.3	-3.1	27.6	-6.6
168TR FA	ｶｽｺｰﾄﾞなし	51.7	72.6	75.7	20.9	-5.5	24	-10.2
	ｶｽｺｰﾄﾞあり	51.8	75.0	79.5	23.2	-3.2	27.7	-6.5
128(?) FA	ｶｽｺｰﾄﾞなし	46.2	67.0	69.8	20.8	-5.6	23.6	-10.6
	ｶｽｺｰﾄﾞあり	46.4	68.7	72.4	22.3	-4.1	26.0	-8.2
original 168	ｶｽｺｰﾄﾞなし	40.0		68.0			28.0	-6.2
高出力MC	ｶｽｺｰﾄﾞなし	34.1		62.5			28.4	-5.8

表一番上が、２段目Ｊ１０３のＮｏ−１６８フラットアンプそのもの、真ん中は２段目にＡ７２６を起用した我がＴＲ版Ｎｏ−１６８フラットアンプ、そして下が今回の改造前の我がＮｏ−１２８（？）フラットアンプである。

それぞれ２段目のカスコードアンプがない場合と付加した場合について、アンプの負荷が１ＫΩ、２１ＫΩ、５１ＫΩでのオープンゲインの電圧利得を測定したものだ。

完全対称型は理想的にはオープンゲイン時の電圧利得はアンプ負荷に比例する。のだが、それは２段目差動アンプ及び終段が理想的に電流出力の場合（＝出力インピーダンスが∞の場合）であって、現実にはそうでないので、特に出力に繋がる負荷抵抗が大きくなるほどに理想からは外れてしまうのである。

これはやむを得ないことであるが、その理想から外れる程度が少ないほど、逆に言えば理想に近ければ近いほど音も良い、と思えたのがＮｏ−１６８でＴＲバージョンのフラットアンプを考えた際の私の個人的結論であった。だから我がＮｏ−１６８ＴＲバージョンＦＡには２段目にカスコードを付加した訳だ。

が、こうしてみると数値的には確かに著しい差という訳ではない。勿論カスコードを付加した場合の方が理論値に近い結果が出るのだが、ではカスコードなしでは全くだめか、というとそうでもない、それなりの結果にはなる、といった数値であろうか。

が、数値的な差は小さく見えても実は大きな差なのかも知れない訳で・・・（＾＾；


さて、問題は、表の下に載せた二つのデータだ。これは新単行本に載っているＫ先生オリジナルの実測データなのである。

これが実に問題なデータなのである。

なんとＫ先生のこれらカスコードなしのフラットアンプの実測結果の方がカスコード付きのフラットアンプのシミュレーション結果より理論値に近い、すなわちより理想に近いのである。

そんなはずは・・・

と思いつつも、シミュレーションと実測ではどちらが勝るか、は、勿論実測が勝るにきまっている。

この新型回路もＰＳｐｉｃｅシミュレータに掛けてみるしかないではないか。

・・・・・・・・・・・・

結果、

茫然自失・・・　　さすがにＫ先生。そのなされることは遥かに高いのだ。

ｍ（＿＿）ｍ　参りました。


これで我が１２８（？）フラットアンプは上のようになったのである。

その微妙な定数変更には結構奥深い意味があるのだ・・・（＾＾；

新単行本に登載された最新型の高出力ＭＣプリアンプのフラットアンプのイメージ。

例の如く出力負荷を１ＫΩ、２ＫΩ、４ＫΩ、８ＫΩ、１６ＫΩ、３２ＫΩ、６４ＫΩにパラメトリックに変化させた場合のオープン電圧利得＆位相のシミュレーション。







グラフ左下のグループが電圧利得特性、これが問題なのだ。それが７種の負荷に対応して７本あるのだが、その間隔が驚異的ではないか。

２段目差動アンプにはカスコードを付けていないのに、利得がかなり高負荷まで６ｄｂステップの比例関係が続いているのだ。

えぇぇぇぇぇ・・・・（驚）






なんと、この高出力ＭＣプリアンプは２段目にカスコードがないにもかかわらずシミュレーションでも電圧利得の負荷比例特性が優れたものになっているのである。

Ｋ先生の実測結果が裏付けられてしまった。

ではこの回路に２段目カスコードを加えた場合はどうだ、と、あわせて上と同等にシミュレーションした結果はこうなのである。

機　　種		電圧利得 　（ｄｂ）			電圧利得差	理論値 との乖離	電圧利得差	理論値 との乖離
		負荷1ＫΩ	負荷21ＫΩ	負荷51ＫΩ	21KΩ−１KΩ		51KΩ−１KΩ
					理論値＝	26.4	理論値＝	34.2
高出力ＭＣ	ｶｽｺｰﾄﾞなし	37.2	61.1	66.0	23.9	-2.5	28.8	-5.4
	ｶｽｺｰﾄﾞあり	37.1	62	67.1	24.9	-1.5	30.0	-4.2

カスコードなしの状態で、上で試した他の機種のカスコード付きの場合のシミュレーション結果を上回る結果が得られているのだ。
すばらしい。「高出力ＭＣプリアンプ」実に恐るべし・・・。

う〜ん・・・、参った。

２段目カスコードなしでここまで優れた結果を生み出されては、２段目差動アンプにトランジスタを起用した場合は２段目にもカスコードが必要だ、とした先の判断は撤回せざるを得ない。（＾＾；

のだが、問題はこの回路のどこにその秘密があるのか、だ。

外見的には全く同じで、定数設定と電源電圧の違いだけだと思うのだが、それがこれだけの異なる結果を生みだすとは・・・

もしや電源電圧のせいでは？、とにらんでこのまま±２７Ｖにしてみたのだが、多少の違いは出るもののこの回路の優位性は動かなかった。

となると、次に怪しいのは終段ＴＲのベース抵抗とエミッタ抵抗の設定ではないだろうか。

と睨んで、この点で最も成績の悪いこのＮｏ−１２８（？）でシミュレートしてみたのである。

結果・・・

No-128(?)		電圧利得 　（ｄｂ）			電圧利得差	理論値 との乖離	電圧利得差	理論値 との乖離
ﾍﾞｰｽ抵抗値	ｴﾐｯﾀ抵抗値	負荷1ＫΩ	負荷21ＫΩ	負荷51ＫΩ	21KΩ−１KΩ		51KΩ−１KΩ
					理論値＝	26.4	理論値＝	34.2
620Ω	24Ω	46.2	67.0	69.8	20.8	-5.6	23.6	-10.6
620Ω	47Ω	41.9	64.4	68.2	22.5	-3.9	26.3	-7.9
620Ω	51Ω	41.3	64.0	68.0	22.7	-3.7	26.7	-7.5
620Ω	56Ω	40.7	63.6	67.8	22.9	-3.5	27.1	-7.1
560Ω	47Ω	41.1	63.7	67.4	22.6	-3.8	26.3	-7.9
560Ω	51Ω	40.6	63.2	67.1	22.6	-3.8	26.5	-7.7

そうだったのだ。

Ｎｏ−１６８の考察時には２段目の出力インピーダンスを上げることを主に考えたのだが、やはり終段自体の出力インピーダンスも十分に高いことがこれに劣らず重要だったという訳なのである。

２段目の出力インピーダンスもそうだが、先ずは終段のエミッタ抵抗値の設定、これもキモだ。ということなのだ。

フラットアンプの終段の場合は帰還後には適度に低い出力インピーダンスになる必要があるので無帰還時むやみに高ければいいというものではない。が、それも踏まえつつ所要の高出力インピーダンスを獲得しておかなければならないということなのだ。したがってその設定には最良ポイントがあるということになる。

それにあわせてベース抵抗値だ。

これが２段目ＦＥＴのＮｏ−１６８の１／３に設定されている。これもキモい。

これで終段の電流ゲインも１／３となるのだが、結果、上側の２段目差動アンプから見た終段の等価入力インピーダンスも１／３となって、２段目出力インピーダンスも１／３で良いということになるのである。
カスコードなしの２段目トランジスタでＯＫとなるように構成されている。ということなのだ。

２段目の電流ゲイン＆出力インピーダンス、終段の電流ゲイン＆等価入力インピーダンス、アンプ全体としてのゲイン、それらがすべて考慮されてあの「高出力ＭＣプリアンプ」の回路になっている。

だが、この表の結果で分かるように、「高出力ＭＣプリアンプ」の秘密を我がＮｏ−１２８（？）フラットアンプに取り入れてもまだＫ先生の「高出力ＭＣプリアンプ」には及ばないではないか。

まぁそれは、あちらはさらに初段の負荷抵抗や２段目差動アンプの電流帰還抵抗など、説明されないところで一層の最適化がなされているが故に違いない。


「それほどの差ではないのだよ・・・。」と、遠くで天の高笑い・・・。

えーい、悔しい・・・


が、そうとあっては従う以外にあるまい。

我がＮｏ−１２８（？）のフラットアンプは、結局手持ちススムの関係もあり、終段エミッタ抵抗を４７Ωとし、その関係で２段目共通エミッタ抵抗が３６０Ωに変更され、結局初段、２段目ともにカスコードを付加しないシンプル型のままになったのである。が、何のことはない。Ｋ先生の「高出力ＭＣプリアンプ」の軍門に屈したのである・・・（＾＾；

が、その結果、きた〜！
これだよ、これ。この躍動感、柔らかくかつ強靱な力強さ、そして美しさ。
何もかも良くなったではないか。

やはり完全対称型は２段目及び終段が理想に近ければ近いほど良いのだ。（勿論、負荷との相関関係を踏まえた上においてだが・・・）

ま、この１２８（？）も我がＮｏ−１６８ＴＲバージョンと全く同じでは面白くないしね。（＾＾）（←負け惜しみ）

で、この際なので終段トランジシタを２ＳＣ９６０から２ＳＣ９８４に換装したのである。

既にイコライザーの方にはＣ９８４を起用しているし、これで一層Ｃ９８４の音になるだろう。

また、この方がオープンゲイン時のＧＢ積がアップして広帯域になるはずなのだ。

少しは「高出力ＭＣプリアンプ」の鼻をあかしてやりたい・・・（＾＾；

というわけで、先ずは終段２ＳＣ９６０のイメージで終段Ｂ−Ｃ間に３０ｐＦを外付けし、同様に負荷を１ＫΩ、２ＫΩ、４ＫΩ、８ＫΩ、１６ＫΩ、３２ＫΩ、６４ＫΩにパラメトリックに変化させた場合のオープン電圧利得＆位相をシミュレートする。








第１ポールは７５ＫＨｚ（１ＫΩ）〜６ＫＨｚ（６４ＫΩ）の範囲で終段負荷の増減にあわせて移動する。

最終的にオープンゲインが０ｄｂとなるポイントは負荷によらず１．９ＭＨｚ付近であるが、初段に入れたステップ位相補正の効果で位相回転が戻り、シミュレーション上は同ポイントの位相回転は−１４０°弱程度となっている。安全圏は−１２０°以内とのことだが、実機はごく安定だ。







続いて、終段を２ＳＣ９８４としたイメージで終段Ｂ−Ｃ間は３ｐＦだ。

２ＳＣ９８４の規格は、Ｖｃｂｏ＝５０Ｖ、Ｖｃｅｏ＝５０Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ、Ｐｃ＝３５０ｍＷ、ｆＴ＝２３０ＭＨｚ、Ｃｏｂ＝５ｐＦ　と、実はなかなかに立派な特性を持ったトランジスタなのである。

形状はいかにも古風だが、型番自体はＣ９６０より後の番号であるので、まあ、Ｃ９６０と同時期のＴＲだろう。いにしえに初期Ｋ式プリアンプの終段シングルエミッタフォロアや、今はなき第１世代の超高速大電流レギェレータの３段ダーリントンエミッタフォロアの初段に起用された、という経歴を有している。知る人ぞ知るＴＲなのだ。

音もなかなかに良さげ。（＾＾）

そのＣｏｂ＝５ｐＦなので、ここではＣ１８１５の規格上のＣｏｂが２ｐＦであることから３ｐＦを外付けする。








第１ポールは９０ＫＨｚ（１ＫΩ）〜１３ＫＨｚ（６４ＫΩ）と期待どおり伸びて、オープンゲインが０ｄｂに沈むポイントも５．５ＭＨｚとなった。

初段のステップ型位相補正は実にこの日の来るのを知っていたかのようにその５．５ＭＨｚポイントで位相が最も戻って−１２０°〜−１２５°となるではないか。実機も全く安定だ。

この結果から、終段ＴＲを２ＳＣ９８４に換装しても他には何の定数変更も不要ということが明らか。（＾＾）






で、その音なのだが・・・

２ＳＣ９８４。これも実に名石だ。と思う。持っている人は完全対称型プリで活躍させて欲しい。

（２００３年３月２４日）

その後の５



また２年半が過ぎた。こうしてろうそくは刻一刻短くなっていく。な〜んて（＾＾；

さて我がＮｏ−１２８（？）完全対称型ＭＣプリアンプ。久しぶりのビックマイナーチェンジである。

それが右の写真。上がことの前、下がことの後。

理屈は別頁のシミュレーションを見ていただくこととして、要するにイコライザーアンプのより理想的な理想ＮＦ型イコライザー化を図ることにしたもの。

といって基板を作り直すのはちょっと面倒。と思いつつ基板をつらつら眺めて見ると、な〜んと、ここに配置してくれと当初から考えてあったがごときに追加部品を収めるべき場所があるではないか。→
これなら作業は一瞬だ。


という訳でこうなった。（＾＾）

右がその部品追加後の写真だが、ご覧の如く従前からあった部品は一切動かす必要もなく改造作業は終了したのである。

で、追加したものは何か。

それは、熱結合されている２段目差動アンプの２ＳＡ７２６Ｇの上に見えるトランジスタ、そしてその左の銀帯と思しきダイオード、そしてその反対側でトランジスタとＳＥコンの間にある進。

こうしてみるとその部品配置には全く不自然さが無く、当初から計算済みであったかのようだ。（＾＾；

なお、上の写真と見比べると写真右上の四角いＳＥ３３０００ｐＦの下側に２本、左側に１本の抵抗があったものが取り去られているに気づかれると思うのだが、実はそれは前回の段階ですでにそうなっていた出来事。なのだが、未報告だった。

しかしてこれが改造後の我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプの回路図。

細かい点では、イコライザー初段の２ＳＫ９７ソースのトリマーを２００Ωに戻した。また、前回２年半前の時点でそうなっていたのだが、帰還回路の１５００ｐＦにシリーズの３．６ｋΩの高域帰還制限抵抗、イコライザー出力にシリーズに入れた発振防止用の４７Ω、そして３３０００ｐＦ通過後の出力にソース切り替え時のノイズ防止用に入れた８２０ｋΩは、それぞれ不要または不適当という理由で撤去してある。

なお、真ん中のフラットアンプのソース切り替えスイッチはディップスイッチで表現してあるが描写モデルがないためにこれで表現しているもので、現実にはロータリースイッチ。
　
こうして見ると、もはやオリジナルＮｏ−１２８の面影も薄く、Ｎｏ−１２８の名を冠することもどうかと思えるぐらい。（＾＾；

で、今回の要点は勿論イコライザー２段目差動アンプ右側に入れたカスコードアンプ。

これを１個入れることによってこのシンプル型完全対称ＭＣイコライザーも最新のＮｏ−１６８ＭＣイコライザーに匹敵する理想ＮＦ型イコライザーになるのである。（＾＾）

左側？
基板に入れる場所がない。し、２ＳＡ７２６ももはや在庫僅少なので省略。（＾＾；　

ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で改造後のイコライザーの特性を観る。

ここで終段の２ＳＣ１７７５は２ＳＣ９８４の代役。Ｃｏｂの違いはＢ−Ｃ間にいれた３ｐＦで補正しておく。

まずはオープンゲイン時の各部の電流出力（ｇｍ）。これを観ると各部動作の対称性等がよく分かる。

この場合は位相補正が利かないようにＲ１５は無視できるぐらいに大きくしておく。

かなり素晴らしい。（＾＾；

このグラフの見方等について興味のある方はこちらへどうぞ。

ＰＳｐｉｃｅ（評価版）が描くその特性はどうか。まずはイコライザー単体の性能を明らかにするために負荷抵抗は８２０ＭΩと無視できる大きさにしておく。
今度は位相補正をちゃんと利かせる。

実に立派なものだ。（＾＾；

２ＳＡ８７２を１個追加しただけなのだが、これでＮｏ−１６８レベルになった。（＾＾）

実働状態では、カップリングコンデンサー３３０００ｐＦとフラットアンプの入力抵抗８２０ｋΩが出力にパラの負荷となる。

この実働状態時における特性はどうか。

ついでなので各部の動作点も表示しておこう。

オープンゲインは１Ｈｚで９６ｄＢに達している。ＮＦＢ量は中域で３６ｄＢ、低域では最小で２８ｄＢと乖離は最大で８ｄＢ。

かなり理想的な理想ＮＦ型イコライザーになったわい。（＾＾）

参考までに１９９５年６月号のオリジナルＮｏ−１２８のイコライザーを同様にシミュレートしてみる。

まずは各部の電流出力（ｇｍ）。

う〜む。

はっきりいってあまり良くありませんねぇ・・・（＾＾；

しかしてその特性は・・・

う〜む。やはりイマイチ。（＾＾；

しかもクローズドゲイン（青）に１０ＭＨｚ付近で１０ｄＢのピークがあり、位相補正もあまり妥当でない感がある。（＾＾；

が、これ、９５年６月号の８２ページにある図２１、オリジナルNo−128イコライザーアンプのゲイン周波数特性の実測結果にごく近い感じがするのだが・・・（＾＾；

実働状態ではこうだが、

やはり、オリジナルＮｏ−１２８は過渡期の作例と言わざるを得ないようだ。

ただし、音の点でどうかはまた別の話であるのでお間違えなきように・・・（＾＾；

さて、問題は改造後の音であるが、


・・・いやはや参った。我が家のメインＭＣプリに返り咲きそうな気配・・・（＾＾；

（２００５年１０月１６日）

その後の６


２段目差動アンプ右側の動作電流に起因する完全対称型の動作非対称性は、問題にするほどのレベルではないとは思うのだが、やはり終段動作電流の少ない半導体完全対称型プリアンプなどにおいては気になる点だ。

２段目差動アンプ右側の動作電流は、終段プラス側のベース（ゲート）抵抗を経由してアンプ出力点に現れるのだが、出力点ＤＣレベルは０Ｖでなければならないから、必然的にこの電流を終段マイナス側が吸い込まなければならない。

このため、終段マイナス側の動作電流は、終段プラス側の動作電流に２段目差動アンプ右側の動作電流を加えた電流値となり、この動作電流の違いが終段のＳＥＰＰ動作の対称性をどうしても崩してしまうのである。

しかも、終段マイナス側の動作電流を終段プラス側の動作電流より２段目差動アンプ右側の動作電流分多くするためには、２段目差動アンプ左側の動作電流を右側より増やし、これによって終段マイナス側ＴＲのベース電流を増やすことによって果たす以外になく、また、このためには初段差動アンプ右側の動作電流を左側より増やさなければならないので、結局僅かではあるものの初段差動アンプと２段目差動アンプの動作対称性まで崩してしまうのだ。

パワーアンプなど、終段の動作電流（アイドリング電流）が２段目差動アンプの動作電流に比してある程度以上に大きい場合は全く問題ないとは思うのだが、この問題は完全対称型の回路構成に起因して完全対称型に内在する動作非対称性であり、終段の動作電流が少ないプリアンプでは問題の顕在性レベルが高く、やはり気になってしまうのだ。

この問題に対処する方法として「但聞ドライブ」という手法がある。

いにしえにニフティのｆａｖフォーラムで但聞響さんという方が提案された手法で、正しくは、カレントミラー等を使用して２段目差動アンプのＡＣ信号電流を含む動作電流を検出してアンプ出力点から抜き取るという精緻な手法だったと記憶している。

私がいくつかのアンプに起用した「但聞ドライブ」は、出力点から単に２段目差動アンプ右側アイドリングＤＣ電流を定電流回路で抜いてやるものだが、実はこれは単なる簡易型に過ぎないもので、その意味で本当の「但聞ドライブ」ではない。

この簡易型「但聞ドライブ」でも初段差動アンプ及び２段目差動アンプの動作非対称性については解決するので、その意味で多少の効果はある。

が、よくよく考えてみれば、この簡易型の「但聞ドライブ」では終段の動作非対称性を実は何も改善していないし、だからといって、カレントミラー等の回路を付加する本来の「但聞ドライブ」を導入しなくとも、もっと簡単にこの問題を根本的に解決する方法があるではないか。

と、ようやく気付いたのであった。（＾＾)　

気づいてしまえば、な〜んだ。なのだが、その結果我がＮｏ−１２８？はこうなったのだ。







どこが変わったのか？　どこも変わっていないように見えるが・・・

って、終段マイナス側のベース抵抗の設定がちょっと変わっているのである。たったこれだけ。（＾＾；

で、問題はその謎解き。

なのだが、要すれば、完全対称型の場合、２段目差動アンプ右側出力は終段上側をドライブするドライバーであるともに、終段とともに負荷をドライブする出力段の一部なのだ。という視点にようやく辿り着いた、ということなのである。

気付いてしまえば、「当たり前だろ！」　という感じであるのだが、そうすると、

完全対称型の終段は、プラス側は２段目差動アンプ右側出力電流の電流ブースターであり、マイナス側は２段目差動アンプ左側出力電流の増加型カレントミラーと解することもできるから、計算は簡単で、

２段目差動アンプ左右の動作電流をａ、終段のベース抵抗をｂ、エミッタ抵抗をｃとすれば、
２段目を含めて出力段上側（プラス側）からの出力点への出力電流は　ａ＋ａ＊ｂ／ｃ
出力段下側（マイナス側）からの出力点への出力電流は　ａ＊ｂ／ｃ
よって、出力段の電流ゲインとすべきものは、これを入力電流ａで除算して
出力段上側が　１＋ｂ／ｃ
出力段下側が　ｂ／ｃ　　　と、そもそも異なるという事実に気付いてしまう訳なのである。

このＮｏ−１２８？で具体的に数値を当てはめれば、
出力段上側の電流ゲインは　１＋５．１／１＝６．１倍
出力段下側の電流ゲインは　５．１／１＝５．１倍
なのだ。


要するに、２段目差動アンプ右側の動作電流も考えれば（と言うか、考えなければならないのだ。）、完全対称型の出力段上下はそもそも電流ゲインが異なるのである。そして、これがこの問題の核心だったのだ。

本来の「但聞ドライブ」はこの問題に対し、出力点に２段目差動アンプ右側出力の逆相信号を注入してキャンセルすることで対処しようという手法なのだが、そうではなくて、それじゃぁ、単純に出力段下側の電流ゲインを出力段上側に合わせることで解決すれば良いではないか、というのがここでの新手法である。

このＮｏ−１２８？であれば、出力段下側の電流ゲインを上側と同じく６．１倍になるようにして対処しましょうということだ。よって、マイナス側のベース抵抗を６．２ｋΩに変更したのである。（本当は６．１ｋΩなのだが、６．１ｋΩという抵抗がないので。）

すなわち、終段下側のベース抵抗をｄとして、ｄ＝ｃ＊（１＋ｂ／ｃ）とすれば良いのだ。

もちろんベース抵抗とエミッタ抵抗の比率を変えるだけなのでエミッタ抵抗の方を変えても良いのだが、エミッタ抵抗の方は電流帰還量や終段の電源電圧利用率等にも関係してしまうので、そういう問題のないベース抵抗側で調整するのが吉だ。

なんのことはない。こんな簡単なことで、完全対称型ＤＣアンプは２段目差動アンプ右側の動作電流が出力点に現れることによる動作非対称問題と完全に決別し、ＤＣ動作もＡＣ動作も完全に完全対称動作になるのである。すなわち、これが根本的解決手法なのだ。


いや〜、めでたし、めでたし。長年の“もやっと”が秋の空の如くに“すっきり”だ。　＼（＾＾）／　＼（＾＾）／

本当かいな？（＾＾；

というわけで、シミュレーションしてみる。

まずイコライザーのイメージでオープンゲイン状態での各部電流出力（ｄＢ）を観る。

各部の動作点。

ペアのシミュレーションモデル素子は現実と違って全く同一特性なので、本来それらが対称動作していれば動作点は全く一致し、出力点のオフセットも黙って０Ｖになっていなければおかしいのだが、微妙にそれが崩れている。

のは、２段目差動アンプの動作電流流路が左右で対称でないという完全対称型の回路構成のためだ。

このため、終段上下の２ＳＣ１７７５の動作点を微妙にずらして下側の２ＳＣ１７７５のアイドリング電流＝上側の２ＳＣ１７７５のアイドリング電流＋２段目差動アンプ右側の２ＳＡ８７２ペアの動作電流とすることにより出力点オフセットを０Ｖにしていることが分かる。

それは自動的にそうなるのではなく、初段差動アンプのソース側のトリマーを調節することにより実現している。Ｒ１２とＲ１３がそれだが、Ｒ１３の方が４Ω弱小さくなっている。結果、初段差動アンプは右側の方の動作電流がやや多く、その結果、２段目差動アンプは左側の方が動作電流がやや多く、その結果、終段は下側の方がアイドリング電流がやや多くなって、上手くつじつまが合わされている、という訳だ。

そのペア素子同士の微妙な動作電流の乖離がどれだけ問題になるのかが重要なわけだが、それを観ることが出来るのがこの電流出力のグラフ。

一番下が初段差動アンプドレイン、真ん中が２段目差動アンプコレクタ、一番上が終段ＳＥＰＰのコレクタの電流出力。

これを観ると、やはり終段ＳＥＰＰで、動作電流の多い下側が上側よりちょっとｇｍが大きくなっているようではあるが、それは出力インピーダンスの問題によるものかも知れず、まぁ、この程度の動作電流の違いは問題にするレベルではないという感じだ。

よかった。よかった。（＾＾）

と、これまで思っていた訳だ。（＾＾；

では、本当にこれで良いのか？を観るために、入力に正弦波を実際に入力し、終段上下の出力信号をそれぞれ見てみよう。というのがこれ。

入力は２０Ｈｚ正弦波。出力の負荷は１ＭΩ。ＭＣイコライザーの場合、２０Ｈｚにおける負荷はＮＦＢ素子のインピーダンス８２０ｋΩと次段フラットアンプの入力抵抗８２０ｋΩがパラレルだから４１０ｋΩ程度だが、終段はＡ級ＰＰ動作であるから上下それぞれから見ればそれは倍の８２０ｋΩだ。だからここではわかりやすく１ＭΩとしたもの。

結果。

何故か赤、すなわちマイナス側の方の振幅が小さい。

終段はマイナス側の方が動作電流が多いのでその分ｇｍが大きいはずで、それならマイナス側の振幅が大きくなるのが当然なのだが・・・（＾＾；

では、入力信号を１ｋＨｚとし、その場合のＮＦＢ素子のインピーダンスにあわせて負荷を１００ｋΩにした場合はどうか。

勿論入力信号のレベルは１０倍とする。

やはりプラス側がマイナス側より大きい。（＾＾；

さらに、入力信号を２０ｋＨｚとし、その場合のＮＦＢ素子のインピーダンスにあわせて負荷を１０ｋΩにした場合はどうか。

入力信号のレベルは当然さらに１０倍とする。

同じだ。（＾＾；

なお、緑のプラス側がピークで延びきっていないが、これは電源電圧の関係等で飽和したもの。

ついでに、単なる参考までに、２０ｋＨｚ入力で、負荷１ＭΩの場合。

この場合は、何故かマイナス側（赤）の方が大きくなった。が、これは正に上下の出力インピーダンスの差による影響が大きくなったのだろう。プラス側（緑）の位相も遅れており、やはり伝達経路がＴＲ一個分多いことなども効いているようだ。その意味では２段目差動アンプ左側にもカスコードを加え伝達経路も対称にすべきなのかもしれない。

次に、こちらが今回の改良後のＭＣイコライザー。

違いは終段マイナス側ベース抵抗が６．１ｋΩになっただけだ。

この場合の各部の動作点。

上の場合と比較すれば、初段差動アンプ及び２段目差動アンプの左右動作点が非常に良く揃ったことが分かる。それは初段のトリマーであるＲ１２とＲ１３の値が０．１７０５Ωしか違っていないことにも現れている。

ただこの場合でも終段上下の２ＳＣ１７７５の動作点は当然異なる。

だからこの場合の各部電流出力を見れば終段上下のＴＲのコレクタ出力における電流出力（ｄＢ）はこのように乖離してしまう。（ちなみにこれはエミッタ出力における電流出力（ｄＢ）を見ても同じなので念のため。）

これでは対称な出力は得られないような気になってしまうのだが、実はこれで良いのである。出力には２段目差動アンプ右側出力も関与するためだ。

これまでそれに気づかないでいたのが間違いだったのだ。人間なかなか事を観ることができないものだなぁ。（＾＾；　←お前だけ（−−）

で、早速２０Ｈｚ正弦波、負荷１ＭΩの場合から上と同様に観る。

結果は一目瞭然。

オープンゲインでこの場合の利得は４５０００倍≒９３ｄＢ程度になろうか。この状態で終段ＰＰ出力までの動作がこれだけ対称であれば十分だろう。（＾＾）

次に１ｋＨｚ入力、負荷は１００ｋΩ。

素晴らしい。

何も言うことのない対称動作だ。（＾＾）

次に２０ｋＨｚ、負荷は１０ｋΩ。

終段上側ＴＲの出力プラス側が６Ｖで飽和しているのはご愛敬だが、ここまで２０Ｈｚ、１ｋＨｚ、２０ｋＨｚと観てきて、この方法で完全対称型の動作対称性が完全に確保されることが明らか。という結果だろう。（＾＾）

ついでに、こちらでも単なる参考までに、２０ｋＨｚ入力で、負荷１ＭΩの場合。

上と同様に、こちらもこの場合はマイナス側（赤）の方が大きくなった。

やはり上下の出力インピーダンスの差による影響が大きくなったためなのだろう。この場合もプラス側（緑）は位相も遅れており、やはり伝達経路がＴＲ一個分多いことなどが効いているに違いない。

という訳。（＾＾）

であるから我がＮｏ−１６８の方もすでに改良してしまっている。

問題はこれがどれだけ音に影響するものか？

なのだが、プリアンプの場合終段ＳＥＰＰはＡ級動作であって上下信号は加算であるからその振幅に乖離があっても致命的ではない、し、まっ、この程度は枝葉末節の部類だろうから、あまり変わらないのでは・・・。

興味のある方は自己責任で勝手にお試しあれ。すっきりするかも。な〜んて（＾＾；

（２００５年１１月１２日）

その後の７


我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプ。また１年が過ぎて小変更。

が、わたくしの場合、「進化が続いている」　訳ではない。（＾＾；

まず、変更前。

このフラットアンプ部の方形波応答。

Ｎｏ−１２８？　完全対称型プリアンプのフラットアンプ部　ステップ位相補正３９０Ω＋２００ｐＦ
V-min	V-miｄ	V-mａｘ
100kHz	100kHz	100kHz
10kHz	10kHz	10kHz

１００ｋＨｚ方形波応答で明確なとおり、Ｖ−ｍｉｄ（ボリューム中央）位置とＶ−ｍａｘ（ボリューム最大）位置でオーバーシュートとアンダーシュートが生じている。１０ｋＨｚ方形波応答ではそれが左肩上下において髭のようになって現れている。見え方は違うが内容は同じだ。

最近ようやく理解したのだが、オーバーオールＮＦＢアンプの方形波応答において、オーバーシュート、アンダーシュート、リンギングを生じない条件は、利得交点周波数における位相回転が９０°以内であり、一般的に安全範囲と言われる１２０°まで回っていればもうそれだけでピーク１０％のオーバーシュート、アンダーシュートは生じるもののようだ。１３５°ではこれが２０％、１５０°では６０％で、こうなるともう殆ど限界だ。

勿論利得交点周波数で位相が１８０°回ってしまえば発振してしまうので、位相余裕は多めにあるべきだが、かと言ってループゲインが１に落ちる前の周波数領域においてポールを１個に保ちかつ完全ワイドラー状態にして位相回転を９０°以内にするというのは、アマチュアとしてもあまり芸がない部分があるし、発振安全性はあるはずのさらに３０°から４０°の位相回転領域を活用して可聴帯域における位相回転を減らしたり、可聴帯域におけるＮＦＢ量を増やしたりと、位相補償に多少の技巧を施してもばちは当たらないはずで、そうすると方形波応答ではこの程度のオーバーシュート、アンダーシュート、リンギングは生じてしまうものなのだ。だからこの程度のオーバーシュート、アンダーシュート、リンギングは許容範囲であり問題無しと判断するのが妥当だろう。

で、この３９０Ω＋２００ｐＦという位相補正定数については、たまたまこうしていたと言っても過言ではないのだが、結果的には実に適切な定数になっていたということが方形波応答を観る環境が出来て分かったのだった。今回、我がＮｏ−１２８？のこの回路構成では、ステップ位相補正はこの３９０Ω＋２００ｐＦが最良でこれ以上に良い組合せはないことを、色々定数を変更し方形波応答を観て確認したのだった。自分も案外幸運に恵まれているのかも。（＾＾）

ところで、先にＮｏ−１６８の方では初段ステップ位相補正定数を変更することにより方形波応答をより適切なものに改善出来た。

のに、Ｎｏ−１２８？ではこれ以上改善できないのだろうか？

結論的には出来ない。

何故か。

それは、こちらの終段に高域特性のより優れたトランジスタ２ＳＣ９８４を使用しているから。なのである。

・・・・・・・・・・・・

ここで、気分が動いた。

では高域特性の優れていない、例のいにしえのトランジスタ２ＳＣ９６０（ｏｒ９５９）を起用しようではないか。と。（＾＾；

要するに芸のない方向へ、久しぶりの先祖帰りだ。

早速はんだごてを握り、あっという間に次のようになってしまったのだった。

主な狙いはフラットアンプの初段ステップ位相補正の排除。

そのために終段のベース抵抗も増やした。

果たして上手く行くか？（＾＾；

変更後の回路はこう。

なお、ついでにＭＣイコライザーの方の終段もＣ９６０（９５９）に変更し、フラットアンプの方は終段のベース抵抗が大きくなり終段上下ゲインのアンバランスは小さくなるので、その抵抗値を微調整することはやめてある。

で、早速改良後のフラットアンプ部の方形波応答。

Ｎｏ−１２８？　完全対称型プリアンプのフラットアンプ部　ステップ位相補正無し
V-min	V-miｄ	V-mａｘ
100kHz	100kHz	100kHz
10kHz	10kHz	10kHz

大成功＼（＾Ｏ＾）／

目論見どおり、高域特性の良くない２ＳＣ９６０（９５９）の起用で初段ステップ位相補正は不要になった。

と言うわけで、これで行くことにしたのだった。（＾＾）

警告：この場合、２ＳＣ９６０（９５９）に代えて２ＳＣ９８４、２ＳＣ９７Ａ、２ＳＤ７５６など高域特性の優れたＴＲを起用すると発振する可能性もある。ので、その場合はそれぞれ勝手に対処されたし。（＾＾；

（２００６年１０月７日）

その後の８


何もしないでいても時は流れを止めることがない。いつの間にか我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプも前回の小変更からまたまた１年が過ぎてしまった。。。毎度のことだが時の流れは速くて切ない。

今年は暑い夏がいつまでも続いてかなりまいった。が、さすがに１０月になれば秋だ。気候もようやく体に優しくなってきた。ので、ようやく久しぶりにアンプに触る気分になった。結果、我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプはこうなったのだった。（＾＾；

というわけで早速変更後の回路。↓

まぁ、回路図で一目瞭然だが、要すれば２００７年４月号のＮｏ−１９２を模倣しただけ。（＾＾；

が、Ｎｏ−１９２のプリアンプ部は、ＧＯＡ登場以来悩まされ続けた問題にようやく解決策が提示されたものであり、その意味では、Ｋ先生、特にそこに触れてはいないのだが、実は画期的内容なのである。（＾＾）

で、問題とはもちろん音量をゼロまで連続的に絞れない不便さであった訳だが、それをフラットアンプ部の反転動作化とイコライザー出力への定電流負荷付ソースフォロアバッファの追加により解決したのがＮｏ−１９２のプリアンプ部なのである。

顧みればなんと２０数年ぶりの解決策の提示なのだ。

が、私だけではなく古いＫ式ファンにあっては、そりゃそうだけどホントにソースフォロアバッファなんか挿入するのでいいの？　という感も否めない。（＾＾；　すなわち、いずれ「やはり音的にいまいち」なんてことで。。。になるのでは。。。という感じ無きにしも非ず。。。（＾＾；
現に最新のＮｏ−１９４でトーンファクトリのシルバードマイカがその運命を辿っている。し、ＭＣプリについては、信号回路にスイッチが入らないコロンブスの卵２という理由で音量をゼロまで連続的に絞れない従来型に戻ってしまった。ではないか。。。（＾＾；
まぁ、真空管式ではバッファ追加もスペース的に容易でなく作り直しになるからとのご説明ではあるのだが。。。（＾＾；

が、私としてはＫ式ＭＣプリでも音量をゼロまで連続的に絞れるという当たり前のことを是非とも実現したい。ので、この際、我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプにそれを導入してみようという気分になったのである。（＾＾；

幸い我がＮｏ−１２８？は基盤に無駄な余裕がある。ためソースフォロアバッファがイコライザー基盤に追加で載せられるし、フラットアンプ側の反転動作化はもとより容易だ。変更に要する部品類もほとんどキャリーオーバーできそうだし、それで不足するものもジャンクボックスを探すと見つかったのだった。（＾＾）

で、ある日速攻で改造の手を加えた。（＾＾）　で、その結果のイコライザー基盤の様子が右上の写真であり、フラットアンプ基盤が右下の写真。

イコライザー基盤の写真の左下の方に今回追加したソースフォロアバッファー部が写っている。のだが、何故かＴＭ−７Ｐが写っている。のは、上の回路図のとおり定電流回路の電流値設定用抵抗をオリジナルＮｏ−１９２とは違って半固定抵抗にしたもの。それは、ここの出力ＤＣオフセットを極力０Ｖに抑えるためだ。先生おっしゃるようにこの回路で上下ＦＥＴのソース抵抗を等しく設定するとその出力ＤＣオフセットのドリフトは非常に小さくなるようだ。が、ＤＣオフセット自体がオリジナルの回路で自動的に０Ｖになるかというと、そうは問屋が卸してくれない。しかるにここの出力ＤＣオフセットは極力小さい必要があるのである。この後ろに電圧ゲイン最大２０倍のＤＣフラットアンプと電圧ゲイン１０倍のＤＣパワーアンプがつながる場合で、そのＤＣオフセット電圧が２００倍に増幅されることを踏まえると、パワーアンプの保護回路の働かない条件を満たすためのＤＣオフセットの限界は±３ｍＶだ。が、これをソース抵抗固定のままＦＥＴの選別で達成しようというのはなかなか骨な作業だ。そのため、定電流側のソース抵抗を可変にして簡単に調整できるようにしてしまったのだ。（＾＾；

ついでに余計なことだが、Ｋ先生の作例ではこの部分のＤＣオフセットが＋７．３ｍＶとあるのだが、これだと最大ゲイン時パワーアンプの出力には１．４ＶのＤＣ電圧が発生してしまうことになる。ので保護回路が動作するものと思われるが、まぁ、最大ゲイン（ボリューム最大）で使うことはないという割り切りだろう。

次に、イコライザーＮＦＢ回路の２ＳＫ９７ゲート抵抗を５６０Ωから２７０Ωに変更し、イコライザーのゲインを６ｄＢアップしてある。のはＮｏ−１９２と同様だが、それはＫ先生おっしゃるように私のこの回路構成でもＣＤ入力とのバランスなどにおいて確かにこの方が使い勝手が良いため。

次にフラットアンプ入力のミューティングスイッチは排除した。ソースフォロア出力をアースにショートする訳にはいかないので当然の変更だ。

続いて、ゲイン連続可変の反転入力フラットアンプが右下の写真であるが、反転入力部分に追加したスケルトン抵抗が新しいほか、いくつかの進が不要になって取り去られている。入力のスケルトン抵抗は手持ちの都合で５．６ｋΩであり、ゲインコントロール用のコスモスボリュームも手持ちの都合で５０ｋΩである。よってフラットアンプの電圧ゲインは最大でも９倍にしかならないのだが、私の環境ではこれで十分だ。（＾＾）　また、ＣＤ入力部の抵抗も従来の抵抗をそのまま活用して２０ｋΩのままとした。これでＣＤ入力側の電圧ゲインは最大２倍（６ｄＢ）程度になるのだが、やってみるとこちらもこれで我が環境では適切な音量が得られるのだった。めでたし、めでたし。（＾＾）

さて、非反転型から反転型に変更したこともあり、その動作の妥当性を観るためにもフラットアンプ部の方形波応答を確認しておく。

上から左チャンネルの１００ｋＨｚ方形波応答、１０ｋＨｚ方形波応答、右チャンネルの１００ｋＨｚ方形波応答、１０ｋＨｚ方形波応答で、それぞれ左からボリューム位置がレベル１、レベル５（中央）、そしてレベル１０（最大）の場合であり、それぞれの写真では下が原波形であり、上が応答波形だ。

このオシロ写真では入出力の位相が同相となっているが、反転型アンプであるから本当は逆相である。ここでは対比しやすいようにオシロ側で一方の位相を反転させている。

これを観ると、基本的に良好な方形波応答だ。が、両チャンネルともボリューム位置がレベル１のときの１００ｋＨｚ応答波形の肩部分に細かいリンギングが数波乗っていることが分かる。やはりボリュームを絞るとＮＦが深くなり、ＭＨｚオーダーの高域で位相余裕がやや不足するのだろう。が、この程度なら許容範囲だ。と思う。（＾＾；

Ｎｏ−１２８？　完全対称型プリアンプのフラットアンプ部　Ｖｅｒ．４
Left channel V-１	Left channel V-５	Left channel V-１０
100KHz	100KHz	100KHz
10KHz	10KHz	10KHz
Right channel V-１	Right channel V-5	Right channel V-１0
100KHz	100KHz	100KHz
10KHz	10KHz	10KHz

結果、その音は非常に良好だ。（＾＾）

し、バッファを追加したことによる悪影響は我が駄耳には感じられない。（＾＾）　←のが、駄耳の証拠か（−−）

そして、音量をゼロまで連続的に絞れるのは実に嬉しい。夜中でも音量を下げることによってスピーカーで聞くことができる。これが何よりも有り難い。音が小さくともスピーカーで再生すればこそ体全体で音圧を受ける自然な感覚が得られるし、自然な空間の広がりも得られるのだ。これはいくら音がよくともヘッドフォンでは得られない。

良いものになったわい。（＾＾）

（２００７年１０月３１日）

その後の９


前回の小変更から８ヶ月。我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプは、ついにＶＧＡをやめてしまったのだった。　　←　いいのか。。。（−−）

ふ〜む。。。ここまでやってしまうと最早Ｋ式とは言えないかもだなぁ（＾＾；

で、併せて反転型も止めて非反転型に戻した。

が、悪くない。（爆）　し、なんと快適なことか。（＾＾）　　

。。。（＾＾；

フラットアンプ方形波応答
10ｋHz 　下：入力　上：出力	10０ｋHz　 下：入力　上：出力
1ＭHz　 下：入力　上：出力	10０ｋHz　 入出力波形を重ねてみた

（２００８年６月１６日）