その４はこちら

その後の１０

・ある日、我がＮｏ−１２８？ＭＣプリアンプの終段トランジスタを２ＳＣ９８４に戻そうか、という気になった。 ・２ＳＣ９８４は、２００８年９月号のＮｏ−１９８の記事の中で、子から“ダメ出し”を頂いた栄誉あるトランジスタである。 ・子曰く、「２ＳＣ９５９（９６０）を似た規格の２ＳＣ９８４に交換すると、ドリフトが増えるだけでなく、とんでもないノイズが発生し、ハイゲインイコライザーアンプとして使い物にならなくなる。普通、アンプのノイズの原因はほとんど初段にある。出力段がノイズの原因になるのは２ＳＣ９８４が初めてだ。」 ・ふ〜む。そうなのかぁ。。。 ・では、我がＮｏ−１２８？ＭＣプリアンプで２ＳＣ９８４を再度試してみようではないか。 ・２ＳＣ９６０（９５９）ならＮｏ−１２１（もどき）もあるし、Ｎｏ−１６８（もどき）もあるし、どれも２ＳＣ９６０（９５９）では芸がないし。 ・早速改悪作業。で、こうなった。
・結局のところ、終段のＴＲを２ＳＣ９８４に交換しただけ。
・それでどうなったのか？ ・結論から言えば、ドリフトは増えるどころか逆に２ＳＣ９６０（９５９）の場合の半分ぐらいに減った。し、終段からノイズは出ない。し、ハイゲインイコライザーアンプとして何の問題もなく使い物になった。と、全く当たり前の結果でしかなかった。 ・それ故謎めくものとなった。果たして、子は如何なる２ＳＣ９８４をご使用になられたのか。。。あるいは２ＳＣ９８４の音がよほどお気に召さなかったのか。。。
・は、分かる筈もない。ので、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）と方形波応答等で観じることに専念する。 ・先ずはイコライザー部。
・オープンゲイン（緑）は最低域で９２ｄＢ。初段のｇｍがソース抵抗込みで５、２段目が２２００／４７０＝４．６８、終段が５．１／１＝５．１で全体で５×４．６８×５．１＝１１９．３４ｍＳとなるから、低域での負荷４１０ｋΩ（帰還回路の８２０ｋΩと次段入力抵抗８２０ｋΩのパラ値）に乗じれば最低域での利得＝１１９．３４×４１０＝４８，９２９．４倍＝９３．７９ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・ループゲイン（赤）（≒ＮＦＢ量）は、理想ＮＦ型イコライザーなので２００Ｈｚから１００ｋＨｚまで３０ｄＢの一定値。２００Ｈｚ以下での減少は、次段入力抵抗８２０ｋΩの存在と、無帰還状態での出力インピーダンスがこれらの負荷に対して十分に高くはないことによるもの。ちなみに次段の８２０ｋΩがなければ１０Ｈｚでのオープンゲインとループゲインはともにこれより４ｄＢ上昇するとＰＳpice（評価版）は占う。 ・ループゲインの位相（黄）は、DCから１００ｋHzまで±３０°以内と理想的だ。NFB安定度に直結する高域での位相回転は、利得交点周波数である４MHｚ超付近でマイナス１１５°であり、位相余裕は問題ない。そのことはクローズドゲイン（青）の１MHｚ超領域にピーク等の盛り上がりが生じていないことからも明らか。これについては初段ステップ位相補正が上手く利いている。ステップｆｃ１≒１７２ｋＨｚ、ｆｃｃ≒７８８ｋＨｚ、ｆｃ２＝３．６ＭＨｚなので、ｆｃｃの７８８ｋＨｚ付近からｆｃ２の１０倍の３６ＭＨｚ付近までの位相を戻す効果と、ｆｃ１の１０分の１の１７ｋＨｚ付近からオープンゲインの減衰を早める効果が生じ、利得交点周波数はやや低域に移行して４ＭＨｚ付近になるとともに、その４ＭＨｚ付近での位相回転もマイナス１１５°にとどまった訳だ。
・などど、分かったようなことを言っているのは、ステップ位相補正がある場合とない場合のＰＳｐｉｃｅ（評価版）のパラメトリック解析の結果による。（爆）
・ついでなので、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）に、この状態での方形波応答波形も占ってもらう。この位相回転状態であれば何ら問題ないと思われるし、観るのは１００ｋHz以上の方形波応答だけで良いのだが、この際１ｋHz、１０ｋHzも一緒に占ってもらう。
１ｋＨｚ	１０ｋＨｚ	１００ｋＨｚ
・何ら問題なさ気の方形波応答。現実の方形波応答もこのようになっていれば、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の占いは現実に近く、現実もＰＳｐｉｃｅ（評価版）の占う姿に近い。と考えて良さそうだ。ということになる。 ・で、現実の方形波応答。この場合の応答波形は２ＳＫ１１７によるソースフォロアバッファ出力点で得たものである。
Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９８４　 １ｋＨｚ　２０ｍＶ／div　５V／div	Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９８４ １０ｋＨｚ　０．１Ｖ／div　５V／div	Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９８４ １００ｋＨｚ　０．５Ｖ／div　２V／div
・シミュレーションが示すものとそっくり。と言えるだろう。従って現実の位相補正も従来のままで良好であるということになる。 ・参考までに、こちらは終段が２ＳＣ９５９（９６０）の場合。
Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９５９　 １ｋＨｚ　２０ｍＶ／div　５V／div	Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９５９ １０ｋＨｚ　０．１Ｖ／div　５V／div	Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９５９ １００ｋＨｚ　０．５Ｖ／div　２V／div
・終段２ＳＣ９８４の場合と何も変わらないようだ。 ・この回路では終段は２ＳＣ９５９（９６０）でも２ＳＣ９８４でも位相補正は同じで良いことがこれで分かる。よって、回路は変えない。
・更に参考までに、右中央は終段２ＳＣ９８４の場合の１ＭＨｚ方形波応答。 ・これからしても位相補正は良好だ。 ・さらに右端はＰＳｐｉｃｅ（評価版）が示す、初段ステップ位相補正なしの場合の１００ｋＨｚ方形波応答波形。 ・高周波（１０ＭＨｚオーダー）の発振が生じる。というご神託である。	Ｎｏ−１２８？ＭＣＥＱ　２ＳＣ９８４ １ＭＨｚ　０．５Ｖ／div　０．５V／div
・次にフラットアンプ部。 ・終段の２ＳＣ１７７５のＢ−Ｃ間にＣｏｂ相当のＣ１、Ｃ２をつなぎ、２ＳＣ９８４相当としてはこれを３ｐＦ、２ＳＣ９５９（９６０）相当としてはこれを１８ｐＦとするパラメトリック解析で、終段トランジスタが２ＳＣ９８４の場合と２ＳＣ９５９（９６０）の場合をあわせて占ってもらう。
・オープンゲインは５６．４ｄＢ、ループゲイン（≒ＮＦＢ量）は４０ｄＢ、クローズドゲインは１６．４ｄＢだが、高域でラインが分かれる。勿論、より高域まで伸びている方が２ＳＣ９８４相当の場合。 ・オープンゲインは、初段のｇｍがソース抵抗込みで１．３、２段目が１２００／４７０＝２．５５、終段が１６００／４７＝３４、従って全体でＧｍ＝１．３×２．５５×３４＝１１２．７１ｍS。なので、負荷６．６ｋΩであるから全体の利得＝１１２．７１×６．６＝７４３．９≒５７．４ｄＢと、簡便な利得計算値と良く一致する。 ・一番上がループゲインの位相だが、橙が２ＳＣ９８４相当の場合であり、ピンクが２ＳＣ９５９（９６０）相当の場合。 ・これらから、高域特性は終段ＴＲのＣｏｂが少ない方（この場合は２ＳＣ９８４）が良くなることが分かる。が、高域特性の良好化は必ずしもＮＦＢ安定化に繋がるものではない。この場合利得交点周波数は２ＳＣ９５９（９６０）相当の場合には２ＭＨ程度であるのに対して、２ＳＣ９８４相当の場合は４．５ＭＨｚ程度に上昇することが示されているが、この辺はもうＣｏｂとかの要因ではなくｆｔ等の素子固有の高域限界で位相が大きく回転する領域なので、下手に利得交点周波数が上がるとかえって発振に至ってしまう可能性が高まるのだ。 ・なのだが、この場合の占いの結論は、ループゲインの位相回転が、２ＳＣＣ９５９（９６０）相当の場合は利得交点周波数２ＭＨｚ点で-１００°の非常に良好の範囲内、２ＳＣ９８４相当の場合は利得交点周波数４．５ＭＨｚ点で-１１０°と良好の範囲内となり、どちらの場合も特に別途の位相補償を要することなく安定動作するだろう、とのありがたいご神託だ。 ・これでクローズドゲインのｆｃ＝高域カットオフ周波数は、２ＳＣ９５９（９６０）相当の場合では３ＭＨｚ、２ＳＣ９８４相当の場合には９ＭＨｚとかなり広帯域である。別途の位相補償を要しないならば、Ｃｏｂの小さいＴＲを用いた方が高域特性は良好になるのは当然だが、まぁ、現実には実装等の関係でそんなに高域まで伸びない可能性は高いだろう。 ・一方、２ＳＣ９８４相当の場合に５ＭＨｚから１５ＭＨｚ付近までクローズドゲインの方がオープンゲインより大きいものとなっており、この間でやや正帰還になることが示されている。ので、ＭＨｚ超の領域でややあばれが生じる可能性はある。が、これも実装等の関係でそこまで至る前に実際のゲインは落ちている可能性も高いので案外大丈夫かもしれない。
・まぁ、その辺対策が必要かどうかは方形波応答で観じる。
Ｎｏ−１２８？ＭＣＦＡ　２ＳＣ９８４　 １０ｋＨｚ　０．５Ｖ／div　５V／div	Ｎｏ−１２８？ＭＣＦＡ　２ＳＣ９８４　 １００ｋＨｚ　０．５Ｖ／div　５V／div	Ｎｏ−１２８？ＭＣＦＡ　２ＳＣ９８４　 １ＭＨｚ　０．５Ｖ／div　５V／div
・１ＭＨｚの方形波応答の立ち上がり部分のカーブがやや盛り上がっている感じでやはり数ＭＨｚの領域の周波数特性に微妙な盛り上がりがある感じがないわけではないのだが、この程度は問題ないだろう。そのほか１０ｋＨｚ及び１００ｋＨｚ方形波応答も非常に良好で、この場合、ポール配置は適切で、特段別途の位相補償は不要であることが明らかだ。 ・これで今回はＣｏｂの値が大分異なる２ＳＣ９５９（９６０）でも２ＳＣ９８４でも別途の位相補償はなくとも上手く行くという結論だ。ただし、これはクローズドゲインを６．６倍に設定したが故であって、これを１倍（０ｄＢ）などもっと小さく設定する場合は初段ステップ位相補正で何とかする必要が生じる。かもしれない。 ・今回はそうしない。よって、フラットアンプ部も回路は変えない。 ・なお、右は終段２ＳＣ９８４の場合のスルーレートを観たもの。振幅が大きい方が入力波形で縦軸１Ｖ／divであり、その内側で振幅が小さい方が出力波形で１０V／div。横軸は１ｕＳ／div。なので、０．５ｕＳで３０Ｖは確実に立ち上がっていることからそのスルーレートは６０Ｖ／ｕＳを超えている。終段２ＳＣ９５９の場合はこれが５０Ｖ／ｕＳだった。この辺はＣｏｂの値の多寡がそのまま反映し、より高速になったのである。 ・が、ここで観測系の問題が明らかになった。 ・我がＮｏ−１２８？の電源電圧は±１５Ｖなので、３０Ｖ以上の出力が出ることは物理的にあり得ない。のにオシロは３０Ｖ以上の電圧を表示している。ということはプローブの×１０モードによる我が観測系の測定誤差が大分あるということだ。確かにゲイン設定が６．６倍であるから入力が４．１Ｖ程度なので出力は２７Ｖほどでないとおかしい。それが３２Ｖ程度に表示されているから１９％も大きく表示されていることになる。 ・まぁ、今後はこの辺にも注意して観じることにしよう。（爆）		Ｎｏ−１２８？ＭＣＦＡ　２ＳＣ９８４　 １００ｋＨｚ　１Ｖ／div　１０V／div
・さて、その音。 ・なのだが、私が聴く限りにおいては非常に良好だ。 ・勿論微妙なところだが、確かに２ＳＣ９５９（９６０）ほどのダイナミックレンジはない感じでその意味ではやや小振りかもしれない。が、だからといって大人しくぼけた感じという訳ではなく、これで十分にダイナミックだし、こちらはより細やかなたおやかさ、美しさを感じる。要すればこちらは聡明で優美な女性といった感じ。で、とても良い。（＾＾）
・結論。 ・我がＮｏ−１２８？ＭＣプリアンプには、当面、全面的に２ＳＣ９８４を採用する。

（２００８年１２月４日）

その後の１０の補足

・前回、我が安物オシロのプローブの×１０モードの精度が悪いことが判明したので、改めてスルーレートを観じておく。
１００ｋＨｚ	Ｎｏ−１２８　ＭＣＦＡ　Ｃ９８４　１００ｋＨｚ　１Ｖ／div　５V／div
・左は、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）による１００ｋＨｚ方形波応答。 ・入力は４Ｖppなので、出力は２６．４Vｐｐになる。これでスルーレートを読み取ると、０．２ｕＳで２６Ｖ立ち上がっている。ので、そのスルーレートは１３０Ｖ／ｕＳ。なかなか高速だ。 ・問題の実機のスルーレートだが、期待して撮影した写真が右。振幅が小さく写っている方が入力波形で縦軸１V／div、大きく写っている方が出力波形で縦軸５V／div。で、出力方形波の立ち上がりでスルーレートを読み取ると０．２ｕＳで１５Ｖ立ち上がっているから、スルーレートは７５Ｖ／ｕＳ。う〜ん、シミュレーション結果ほどではないか。。。 ・なのだが、本当はもう少し良好かもしれない。というのは、入力発振波形自体の立ち上がりが写真のとおり０．２ｕＳで３Ｖ、すなわち１５Ｖ／ｕＳしかなく、出力方形波はこの場合例え無限大のスルーレートがあっても１５×６．６＝９９Ｖ／ｕＳ以上のスルーレートにはなり得ない状況だから。要するに入力発振波形のスピードで出力応答波形のスピードも制限されているのだ。だから、本当はシミュレーションどおり１００Ｖ／ｕＳ以上のスルーレートがある。かもしれない。 ・さて、この回路構成では、スルーレートは２段目差動アンプの動作電流と終段ＴＲのＣｏｂで規定される。２ＳＣ９５９（９６０）に替えてＣｏｂの小さい２ＳＣ９８４を起用したことにより、大分高速になった訳だ。

（２００８年１２月１７日）

その後の１１

・時来たれり。 ・故に我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプのＭＣイコライザーが改変の仕儀となった。 ・のは、理想ＮＦＢイコライザーを捨てたＮｏ−２１０のバッテリードライブ多機能ＤＣプリアンプのイコライザーがあれほどの音であるなら、理想ＮＦＢイコライザーのままでＡＯＣによるカップリングコンデンサーレスを実施したらどれほどの音になるかを確かめるためである。 ・で、結論から言うと、あまりに素晴らしく、語彙の足りない私には上手く表現する言葉がない。 ・ので、私としては初めて「次元が違う」という言葉を使いたい。

・その回路はこう。 ・変更はＭＣイコライザー部のみで、要するにＭＣイコライザー部にＡＯＣを付加しただけである。 ・勿論、理想ＮＦＢイコライザーであるためにイコライザー出力は定電流負荷のソースフォロアバッファで受ける。 ・また、従前ソースフォロアバッファの定電流回路は可変抵抗式としてオフセット調整していたのだが、ＡＯＣでオフセット調整を自動的に行うのに、その後のソースフォロアバッファでまた手動でオフセットコントロールするのはいかにもとんまなので、ソースフォロアバッファもＡＯＣのＮＦＢループに入れる。とは言え、上下の２ＳＫ１１７ＢＬの特性は揃っているにこしたことはないので上下の２SK117BLにはＩｄｓｓが同じもの使う。

・LTSpiceでその動作を占っておく。

・と、こうなる。 ・Ｎｏ−２１０より低域のオープンゲイン（赤）が大きいので、その分ＡＯＣのゲインも大きい必要があるのでそうしてある。のだが、そうするとＡＯＣフィルタのｆｃをさらに低くしないと仕上がりゲイン（緑）のＲＩＡＡカーブが低域で高い周波数から低下してしまう。ので、ＡＯＣフィルタは１０ＭΩと２．２ｕＦの組み合わせになっている。これで仕上がりのＲＩＡＡカーブはＮｏ−２１０と同様に２０Ｈｚ程度まではＲＩＡＡカーブとなっている。 ・問題はループゲイン（青）とその位相（青の点線）だが、ＡＯＣが作用する１００Ｈｚ近辺以下では理想ＮＦＢから外れるものの、２００Ｈｚ以上では可聴帯域でループゲイン（青）はほぼ一定の３０ｄＢ程度であり、その位相（青の点線）もほぼ０°と理想ＮＦＢイコライザー状態を良く保っている。

・なんとも。。。 ・このレコードとは思えない堂々として安定した素晴らしい音はどうだ。 ・これは、カップリングコンデンサーレスのためというより、やはりＡＯＣによって極低域に多量のＮＦＢが掛かり、同じくＡＯＣによってＥＱ部本体の動作点が極安定することによる（カンチレバーが制動されることによる？）ような気がする。 ・ＤＣアンプがＤＣアンプを止めることによってこうなるとは、なんとも皮肉な話だが。 ・次から次へとレコードを聴く。 ・これは夢だろうか？と、頬をつねってみる。 ・痛っ！（＾＾；　（爆）

その後の１２

・最早これ以上はないだろうと思っていたのにまさか１年も経たぬうちに。。。。 ・我がＮｏ−１２８？完全対称型プリアンプのＭＣイコライザーがまたしても改変の仕儀となったのである。 ・のは、あれほど素晴らしい音をもたらしたＮｏ−２１０のイコライザーへのAOC導入＆カップリングコンデンサーレス化が実はホップ＆ステップで、Ｎｏ−２１５のイコライザーのＶＩコンバーター導入がそれに続くジャンプであるなどとは、到底予測不可能だったためである。 ・このように金田式イコライザーがここに来て三段跳で次元を超えてしまい、その結果の音を聴いてしまった以上、もう元には到底戻れない。 ・ので、こうなった。 ・改変作業は基板を新しくすることなく、従来基板上で行った。ので、基板裏側はちょっと汚い。（爆）（＾＾；
・その回路はこう。 ・変更はＭＣイコライザー部のみで、要するにＭＣイコライザー部をＮｏ−２１５ＥＱと同様のイコライザーＩＶコンバーターにしただけである。 ・もはや理想ＮＦＢイコライザーも何も関係ないので、その関連のものは跡形もなく消え去った。全くにしてＮｏ−２１０とはＮｏ−２１５のための回路だったので、この我がＮｏ−１２８？ＥＱ部もすっかりその内容を取り入れる。 ・抵抗の定数は手持ちのススムを使うことを優先して辻褄を合わせてあるが、勿論、カートリッジＶＩＣには右のカートリッジユニット達を共用するので、ＩＳＣはそれに合わせる。 ・が、電源電圧がＮｏ−２１５より高いことを理由に変更した部分もある。
・で、その音。 ・あぁ。。。全くＮｏ−２１５ＥＱの音そのものだ。 ・レコードを聴くことがこんなにも楽しいなんて。（＾＾）

（２０１１年８月２８日）

その後の１２の補足：トランスインピーダンスアンプをちょっとＳｔｕｄｙする

・Ｎｏ−２１５ＥＱで登場したイコライザーIVコンバーターは､要すればトランスインピーダンスアンプである。 ・そのインピーダンスは帰還回路のインピーダンスに一致し､従って ゲイン＝「ＶＩコンバーター２ＳＫ９７のｇｍ×イコライザーＩＶコンバーターの帰還回路のインピーダンス」 となり､結果逆ＲＩＡＡ特性のイコライザー出力が得られる。 ・のだが､そうすると､イコライザーIVコンバーターであるトランスインピーダンスアンプ自体はどのような動作をしているのだろうか？トランスインピーダンスアンプ自体のゲインはこの式のどこにも出てこないのだが､それはどこに行ったのか？ ・で､ちょっとＳｔｕｄｙ。 ・結論から言えば､Ｎｏ−２１５ＥＱのようなトランスインピーダンスアンプは､帰還量１００％のボルテージフォロア動作をしている。 ・のは､右図の通り、Ａが出力インピーダンス＝∞の電流出力源が入力となるトランスインピーダンスアンプであるが､これすなわちＢの出力インピーダンス＝０Ωの電圧出力源が入力となったボルテージフォロアに全くイコールだ。 ・すなわち､イコライザーIVコンバーターは､１００％帰還の掛かったゲイン＝０ｄＢのユニティゲイン動作をしている。
・本当か？ ・を､ＬＴＳｐｉｃｅで占う。 ・今回はミドルブルック法という手法でシミュレートする。そしてＮｏ−２１５ＥＱ形式に改変後の我がＮｏ−１２８？ＥＱのシミュレーション回路が下のとおり。

・その占うゲイン−周波数特性が右。赤がオープンゲイン、緑がループゲイン、そして青がクローズドゲインである。オープンゲイン（赤）とループゲイン（緑）はほぼ一致しており、すなわちＮＦＢが１００％掛かっているので、仕上がりのクローズドゲイン（青）は０ｄＢという訳だ。 ・ループゲインが０ｄＢに沈む利得交点周波数はなんと４０ＭＨｚ程度と、私のような素人が設定してはいけない領域となっているが、その地点でのループゲインの位相は−１５０°程度であり、ちょっと危なげだが何とかなる範囲か？ ・とはいえ、イコライザーIVコンバーターが１００％帰還の掛かったゲイン＝０ｄＢのユニティゲイン動作をしていることは間違いないようだ。従ってここに起用するアンプはユニティゲイン動作で安定なものでなければならない。昔のＧＯＡなどはそのままではちょっと無理かな。 ・それはともかく、このイコライザーIVコンバーターの動作がボルテージフォロアであるならば、従来型ＥＱで実施した方法での理想ＮＦＢ動作は不可能である。ＮＦＢ量まで逆ＲＩＡＡ特性になってしまう。この場合は、アンプのオープンゲイン時の出力インピーダンスを低くして、このようにＲＩＡＡ素子のインピーダンスと関係なくオープンゲインが高域ｆｃまで一定になるようにした方が、ループゲイン≒ＮＦＢ量も低域からｆｃの２０ｋＨｚ弱までの領域で一定となり、すなわち理想ＮＦＢ動作となる。IVコンバーター動作ではこうすることが理想ＮＦＢ動作なのだ。 ・Ｎｏ−２１０登場の際、ＥＱ回路に何故フラットアンプ部のような回路を導入し、２５年続いた理想ＮＦＢ動作も放棄してしまったのか？と疑問を呈したのだが、それはその回路がＮｏ−２１０ではなくＮｏ−２１５のための回路であったからだ、ということがこれで全くにして明らかだ。Ｎｏ−２１５でしっかり理想ＮＦＢ動作が継続されている。要するにＮｏ−２１０はＮｏ−２１５の予告編だった訳だ。が、気づけなかった。（爆）（＾＾；　←　あほう。（−−）
・なので、我がＮｏ−１２８？ＥＱをＮｏ−２１５形式に変更するに当たり、従前施していた従来型の理想ＮＦＢ動作をさせるための回路素子は全く意味がないので全て撤去し、終段の抵抗定数も変更した。 ・で、Ｎｏ−２１５ＥＱも同じだが、この回路は低域で９０ｄＢ近くのＮＦＢが掛かっていながら高域のｆｃは２０ｋＨｚ弱となかなかに奇跡的である。 ・だから、２段目差動アンプのエミッタに抵抗を入れるのは、従来型では出力インピーダンスを上げることに主眼があったが、この場合は電流帰還でそのゲインを殺すのが主眼だ。 ・また、この回路の安定性は初段のステップ位相補正の設定如何にかかっている。ので、その設定もちょっと気を使った方が吉だ。 ・なので、初段のステップ位相補正について、そのＲ３を従来の２２０Ωと１３０Ωでパラメトリック解析すると、結果が右。 ・これが２２０Ωでは利得交点周波数が４０ＭＨｚ弱でその点での位相回転も−１５０°程度だったものが、これを１３０Ωにすると利得交点周波数が３０ＭＨｚ弱に下がり、その位相回転も−１３０°程度と位相余裕が２０°ほど増えるという占い結果。なので、これを１３０Ωに変更した。 ・また、この観点からすると初段をｇｍの大きい２ＳＫ９７からｇｍの小さい２ＳＫ３０とかにした方が良さ気ではないか。とも思ったのだが、これは実機も２ＳＫ９７で安定動作しているのでそのままにしておいた。（爆）
・２ＳＫ９７は理想的な電流源ではないのでその出力インピーダンスは無限大ではない。従ってより現実に近いシミュレートをすると上のようになる。入力の電流源にパラレルに抵抗をつなぐ。と、この抵抗値が要するに電流源の出力インピーダンスなので、これを１００ｋΩ、１ＭΩ、１０ＭΩとするパラメトリック解析をしてみる。と、その結果が右。 ・オープンゲイン（赤）はどの場合も同じだが、ループゲイン（緑）は上から１０ＭΩ、１ＭΩ、１００ｋΩの場合、クローズドゲイン（青）は上から１００ｋΩ、１ＭΩ、１０ＭΩの場合と、信号源の出力インピーダンスが小さくなるほどにループゲインは小さくなり、クローズドゲインは大きくなる。要するにゲインを持ってしまう。しかも低域ほどその割合は大きい。何のことはない。このカーブはＮＦＢ回路の逆ＲＩＡＡ特性のインピーダンスを反映したものであり、要するに信号源の出力インピーダンスが１０ＭΩ以下程度に低くなるほどに反転動作のＲＩＡＡイコライザー動作になっていくということである。この抵抗を２７０Ωにした場合が、前に変更した反転動作のＮｏ−１２８？ＥＱなのである。 ・が、ここで生じたクローズドゲインがＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーターとして得られるゲイン＝「ＶＩコンバーター２ＳＫ９７のｇｍ×イコライザーＩＶコンバーターの帰還回路のインピーダンス」に加算されるのか？というとそうではないようだ。この場合のクローズドゲインはノイズゲインというもので、これが大きいほどトランスインピーダンスアンプとしての動作でノイズが大きくなる。ということらしい。 ・ので、この前に繋がるＶＩコンバーターのＦＥＴは、ｇｍが同じならば出力インピーダンスが高いものが良いし、出力インピーダンスが同じならばｇｍが大きいものが良いということになる。何故なら、ＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーターで得られる本来のゲインとノイズゲインはＳとＮの関係であり、ＳＮ比が良くなるのはそれぞれそういう場合だからである。 ・要するにｇｍが大きくて出力インピーダンスの高いＦＥＴが良い訳だが、ここに２ＳＫ９７が採用されたのは、そういう理由によるのか〜も知れない。
・出力インピーダンスばかりではなく、容量もあろう。 ・なので、容量を信号源にパラレルにして、これを０．１ｐＦ（なしに相当）、１０ｐＦ、１００ｐＦ、１０００ｐＦとするパラメトリック解析。 ・結果が右で、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈む利得交点周波数が０．１ｐＦ、１０ｐＦ、１００ｐＦ、１０００ｐＦの順に低域に下がっていき、オープンゲイン（赤）とループゲインの乖離が大きくなる。その結果容量が増えるほど低い周波数から高域でノイズゲインが生じ、その大きさも容量が大きくなるほど大きい。 ・すなわち、容量は出来るだけ小さい方が良いのだ。 ・ということは、ＶＩコンバーターからアンプ本体に至るまでのケーブルの容量もここにパラになるので、それらのケーブルの容量が大きいのはまずいということになる。 ・し、アンプ内の配線も容量の大きいシールドケーブルでなく、ダイエイ電線で繋いだ方が良いということになる。もともとこの部分はインピーダンスが低く信号レベルも高く誘導の影響を受け難いのだし。 ・よって、Ｎｏ−２１５ＥＱ形式に改変後の我がＮｏ−１２８？ＥＱもそうした。 ・また、我がＮｏ−２１５ＥＱの方も従前のシールド線を使ったまま内部配線をしていたのだが、急遽オリジナルのようにＥＱ入力はダイエイ電線に変更した。
・で、こうなったのである。 ・なお、以上の解析については、ｋeｐｈｉｓ氏のDC　Recording　HPの“トランスインピーダンス・アンプのシミュレーション2種”及びそこで紹介されている以下資料をすっかり参照させて頂いた。ｍ（＿＿）ｍ http://www.tij.co.jp/jp/lit/an/jaja097/jaja097.pdf http://www.tij.co.jp/jp/lit/an/jaja098/jaja098.pdf

（２０１１年９月１日）