ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で
ＮＦ型イコライザーをＳｔｕｄｙする
その３

またしても徒然なるままにＮＦ型イコライザーのＳｔｕｄｙ。

なお、今回シミュレーションに使用した測定手法についてはｋｅｐｈｉｓ氏のサイトを参照した。

http://homepage1.nifty.com/dcr/dcmic/pspice/pspice.htm

感謝m(__)m

最初は我がＮｏ−１２８？ＭＣプリのイコライザーアンプ。

初段の２ＳＫ１１７は２ＳＫ９７の代役。両者のｇｍはほぼ等しいのでシミュレーション上代役として問題ない。
２段目の２ＳＡ８７２Ａ、終段の２ＳＣ１７７５もそれぞれ２ＳＡ７２６Ｇ、２ＳＣ９８４の代役。２ＳＣ１７７５のコレクタ−ベース間の３ｐＦのコンデンサーは２ＳＣ１７７５を２ＳＡ９８４相当のモデルにするためのもの。

アンプ出力のＲ１１は、ここでは８２０ＭΩと無視できる大きさ（つながっていないのと同じ）にしてある。

その結果。

赤がオープンゲイン、青がクローズドゲイン、緑がループゲイン、水色がオープンゲインの位相、ピンクがクローズドゲインの位相、黄色がループゲインの位相。

縦軸は、赤のオープンゲイン、青のクローズドゲイン、緑のループゲインについては左側の１で、単位はｄＢ、水色のオープンゲインの位相、ピンクのクローズドゲインの位相、黄色のループゲインの位相の方は右側の２で、単位は°（度）である。

理想ＮＦ型イコライザーの理想状態では、オープンゲイン自体がＲＩＡＡ特性となり、その結果、ループゲインが周波数に関わらず一定、ループゲインの位相が周波数に関わらず０°となる。

が、グラフのとおり緑のオープンゲインは５００Ｈｚ以下の低域と５０ｋＨｚ以上の高域で低下し、その位相も低域では６０Ｈｚ付近の＋３０°をピークとした進み位相であり、高域では１００ｋＨｚ以上で遅れ位相となっている。

その原因は、低域については、２段目又は終段の出力インピーダンスが十分でなく、そのためオープンゲインの伸びが低域で十分でないためであり、高域については、使用素子の高域遮断周波数といった素子そもそもの高域限界によるものだ。

すなわち、２段目にカスコードアンプを使用しないシンプル型であるためその出力インピーダンスが相対的に低く、結果４００Ｈｚ以下の低域でのオープンゲインの伸びが十分でなく、このためループゲイン（緑）が低域で１０ｄＢ程度低下しているのだ。この結果ループゲインの位相（黄色）も６０Ｈｚ付近に＋３０°のピークを有するものとなっている。高域は素子の高域限界によるものであり、これはやむを得ないもの。

が、可聴帯域上限の２０ｋＨｚにおいてもループゲイン（緑）は低下しておらずその位相も２０ｋＨｚでは−１０°以下であり非常に理想的状態であり、総じて言えば、これでも我がＮｏ−１２８？は十分に理想ＮＦ型イコライザー状態にあると言えるだろう。

なお、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈むポイントは７．５ＭＨｚ付近であり、このポイントにおけるループゲインの位相（黄色）は−１２５°以下となっている。この結果クローズドゲイン（青）の７．５ＭＨｚ付近にもピークは生じておらず（微妙に持ち上がってはいるが）、位相補正も取り敢えず適切であることが分かる。

いくつかの要素の影響を観るため、回路に多少の手を入れる。

�@位相補正定数の適切さを観るため、Ｃ１を２００ｐＦから１００ｐＦに変更。
�A通常使用時と同様にフラットアンプにつながった状態ではどうなるのかを観るため、出力に０．１ｕＦと８２０ｋΩを繋ぐ。

新たに橙のグラフが加わっているが、これはＣ６の出力側における利得のグラフであり、これによりカップリングコンデンサーであるＣ１とフラットアンプ入力のゲート抵抗８２０ｋΩによるハイパスフィルター通過後のゲインが分かる。

高域においては、位相補正のＣ１を１００ｐＦにしたことによりオープンゲイン（青）が０ｄＢに沈むポイントが８．５ＭＨｚ付近まで上昇したが、そのポイントにおけるループゲインの位相は−１４０°以上と回転が早まってしまっており、このためクローズドゲインにもその付近で４ｄＢ程度のピークが生じている。やはり位相補正のＣ１には２００ｐＦを用いた方が妥当だ。

低域においては、８２０ｋΩがアンプの負荷として利くとともに、ＮＦＢ素子に対するドライブインピーダンスを下げてしまうために、オープンゲイン（赤）が低域で２ｄＢ程度減少していることが分かる。結果ループゲイン（緑）も低域の中域に対する乖離が−１２ｄＢと２ｄＢ広がった。それとともにループゲインの位相（黄色）のピークも＋３５°と大きくなっている。

一方、０．１ｕＦ＋８２０ｋΩも１０Ｈｚ以下の低域ではその合成インピーダンスが高くなることも分かる。１０Ｈｚ以下ではオープンゲイン（赤）、ループゲイン（緑）とも大きくなっている。

最後に橙。これがフラットアンプ以降に伝達される周波数レスポンスの姿であるが、０．１ｕＦ＋８２０ｋΩのハイパスフィルター効果が１０Ｈｚ以下で利いており、それより下の周波数レスポンスは低下する。が、２Ｈｚ付近で−３ｄＢであるから何ら問題はない。

なおいくつかの要素の影響を観るため、回路に多少の手を入れる。

�@位相補正定数の適切さを観るため、Ｃ１を４００ｐＦに変更。
�A最近カップリングコンは当然の如くにＳＥ０．１ｕＦが指定されるのだが、ＳＥ０．１ｕＦはあまりにも高価。貧乏人としては是非半値の３３０００ｐＦを使いたいのだが・・・（＾＾；

高域では位相補正のＣ１を４００ｐＦに変更したことにより、より安全な状態となっている。ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈む７ＭＨｚ付近におけるループゲインの位相（ピンク）は−１１０°以下であり、結果クローズドゲイン（青）には何のピークも生じていない。

で、低域だが、果たして３３０００ｐＦでは駄目だろうか。
橙がその結果だ。
レスポンス的には３０Ｈｚ付近から徐々に低下を始めるのだが１０Ｈｚで−１．５ｄＢ、−３ｄＢポイントは６Ｈｚ。０．１ｕＦを起用した場合は確かに１０Ｈｚでも−０ｄＢなのだが、・・・う〜ん。わたくし的には３３０００ｐＦでも十分だと思えるなぁ・・・（＾＾；

世間一般のフラットアンプの入力インピーダンスは５０ｋΩ程度のようだが、Ｋ式完全対称型イコライザー出力はこれらのフラットアンプに繋いで使えないのだろうか。
また、Ｋ式ＶＧＡフラットアンプによる音量調整は音を完全に絞ることが出来ず時に不便に思えることがあり、いにしえに使用されていた０．４ｕＦ＋５０ｋΩのアッテネーターをイコライザーアンプとフラットアンプの間に入れて音量調整したいのだが、完全対称型ＥＱではこれは不可能なのだろうか。

というわけで、我がＮｏ−１２８？の出力に０．４ｕＦ＋５０ｋΩを入れてみる。

ループゲイン（緑）は２０Ｈｚ以上の可聴帯域で一定ではなく高域ほど大きい逆RIAA特性となっている。ループゲイン≒ＮＦＢ量と考えて良いから、この場合可聴帯域では高域ほどＮＦＢ量が多い状態になる、と言うか、低域ほどNFBが少ない状態になるわけだ。これに伴いループゲインの位相（ピンク）も０°からは大きく乖離してしまった。（なお、２０Ｈｚ以下でループゲインが大きくなるのは０．４ｕＦの等価インピーダンスがこの帯域では上昇するから。）

その根本原因はオープンゲイン（赤）の低域での伸びが完全に鈍化し、どちらかというと可聴帯域でオープンゲインが一定となってしまっていることにある。これはＲ１１が５０ｋΩと小さいことが全ての原因だ。これによって理想ＮＦ型イコライザー状態は完全に崩壊した訳だ。

では、この場合このＮｏ−１２８？はＲＩＡＡイコライザーとして機能しないのか？と言うとそうではない。ちゃんとＲＩＡＡイコライザーとして機能する。
クローズドゲイン（青）とこれに重なっているオレンジが示すＲ１１の５０ｋΩ上端のゲインはちゃんとＲＩＡＡ特性となっており、この場合でもＮｏ−１２８は正しくＲＩＡＡイコライズされた信号を出力するということが明らか。

だから問題はその音の質ということになる。この辺は自分で試して確かめてみるしかない。試してみて違いを感じないならばこの状態で使うことに何ら問題はない。が、試してみてなんとなく躍動感に欠けるようだなど違いを感じることがあれば、その原因はこの辺にあるのだろうと納得して元に戻せば良い。

続いてこれはＮｏ−１６８ＭＣプリのイコライザーアンプ。

２段目にカスコードアンプが付いてその出力インピーダンスが高いために、低域におけるオープンゲイン（赤）の上昇がより理想的になった。結果ループゲイン（緑）の低域における中域との乖離も６ｄＢにとどまり、ループゲインの位相（黄色）の低域のピークも＋２０°以内だ。

高域では、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈むポイントが５．４ＭＨｚ付近で、そのポイントにおけるループゲインの位相（黄色）は−１３５°程度となっている。これが−１２０°を越えているためクローズドゲインに８ＭＨｚ付近で３ｄＢ弱のピークが生じている。が、まずは許容範囲か。

出力に３３０００ｐＦと８２０ｋΩを繋ぎ、８２０ｋΩ上端でのゲインも観る。

結果。

私の実機はカップリングコンに３３０００ｐＦを使用しているから、これが我がＮｏ−１６８ＭＣプリの特性ということになる。

フラットアンプ入力抵抗の８２０ｋΩがオープンゲインを１０Ｈｚで２．５ｄＢ低下させ、ループゲインの１０Ｈｚにおける中域との乖離を９ｄＢに拡大し（＋３ｄＢ）、その位相の６０〜７０Ｈｚ付近における乖離を２８°に広げてしまう（＋９°）ことが分かる。

２段目のカスコードアンプアンプを省略したＮｏ−１６８のシンプルバージョンを試してみよう。

まぁ、これでもまずまずと言うべきだろうか。

ループゲイン（緑）の低域におけるゲインの中域との乖離は１１ｄＢ弱で、その位相（黄色）の低域でのピークも＋３０°程度。我がＮｏ−１２８？とほぼ同等だ。

また、高域についてはカスコードアンプがなくなって位相回転要素が減ったことが利いており、ループゲインの位相余裕が増加し、結果、上のオリジナルＮｏ−１６８でクローズドゲインに生じていたピークは全くなくなった。

次に、Ｎｏ−１５９ＭＣプリのイコライザーアンプ。

オールＦＥＴだ。

結果。

おー！！素晴らしい。

ループゲイン（緑）の低域における中域との乖離が２ｄＢ程度しかない。し、ループゲインの位相（黄色）も１Ｈｚから２０ｋＨｚにおいて±１０°に収まっている。これは驚異的だ。

これまであまり興味を持っていなかったのだが、なんとＮｏ−１５９ＭＣプリイコライザーは、真に理想ＮＦ型イコライザーだったのだ。

問題は何故これだけ理想的な理想ＮＦ型イコライザーが実現されたのか、であるが、Ｎｏ−１５９とＮｏ−１６８の回路構成を見れば２段目が共通であるから、これは終段の違いによるものとしか考えられない。

これはアンプの出力インピーダンスを測定して確かめてみるしかない。

ので、これがそのためのシミュレーション回路。

アンプ出力に電圧源を挿入しＡＣ１Ｖを加える。アンプの出力インピーダンスが０Ωならアンプ出力には一切電圧は発生しない。が、実際は出力インピーダンスがあるのでこれに比例した電圧Ｖoutが発生する。電圧が発生すれば当然その電圧に比例した電流IoutがＲ１１に流れる。アンプの出力インピーダンスＺoutはオームの法則でZout＝Vout／Ioutで求まる。

ＮＦＢ回路は出力と切り離している。すなわちオープンゲイン時の出力インピーダンスを測るのだ。

なお、これはシミュレーションで可能な方法であり、実機ではやらない方が良い。と思う。（＾＾；

結果。

おぉぉぉ！

他のグラフも消さずに残しているので見にくいが（怠慢失礼（＾＾；）、観るべきものはオレンジのグラフだ。その縦軸は３の軸であり表示単位はΩである。

であるから、Ｎｏ−１５９のオープンゲイン時の出力インピーダンスは１００Ｈｚ以下では、な〜んと２．７４ＭΩもあり、１ｋＨｚ以上でこれが下降して２０ｋＨｚでは２００ｋΩ強、１００ｋＨｚで４０ｋΩ、１ＭＨｚで４ｋΩとなり、１００ＭＨｚで１ｋΩ、１０ＧＨｚでは１００Ωに収束する。という結果だ。

Ｋ先生の「音楽を愛する電子回路」上巻８０ページの図１７にRIAA帰還素子のインピーダンス周波数特性が掲載されているが（図１７の縦軸のインピーダンスの単位がΩとなっているが、ｋΩの間違いだ。）、それによればそのインピーダンスは１０Ｈｚで７００ｋΩ、２０Ｈｚで６５０ｋΩ、１００Ｈｚで３００ｋΩ、１ｋＨｚで６７ｋΩ、１０ｋＨｚで１３ｋΩ、２０ｋＨｚで６．９ｋΩ、１００ｋＨｚでは１．７ｋΩである。

このRIAA帰還素子のそれぞれの周波数におけるインピーダンスに対して、アンプのオープンゲイン時の出力インピーダンスが大きい場合に、アンプは電流出力状態となり、負荷素子であるRIAA帰還素子のインピーダンスに比例したオープンゲイン特性となって、オープンゲイン自体がＲＩＡＡ特性になる、というのが理想ＮＦ型イコライザーの根本原理だ。

だから、理想ＮＦ型イコライザーを実現するためにはアンプのオープンゲイン時の出力インピーダンスが全周波数領域でＲＩＡＡ帰還素子のインピーダンスより高い必要があるのだが、な〜んと、Ｎｏ−１５９のＥＱアンプではそれが実現しているのである。この結果、上のようにループゲイン周波数特性が一定、ループゲインの位相が０°という理想ＮＦ型イコライザーに非常に近い状態が実現しているのだ。

素晴らしい（＾＾）

これがＮｏ−１６８ではどうか。

う〜む。残念ながら１ｋＨｚ以下の低域の出力インピーダンスは７５０ｋΩだ。

ＮＦＢ帰還素子のインピーダンスは１０Ｈｚで７００ｋΩであるから、Ｎｏ−１６８の場合、ごく低域ではその出力インピーダンスがＮＦＢ帰還素子のインピーダンスにほぼ等しくなってしまうのだ。

出力インピーダンスと負荷インピーダンスが等しい場合、電流出力アンプの電圧ゲインは出力インピーダンスが負荷インピーダンスより高い帯域におけるゲインの１／２＝−６ｄＢになる。

上のＮｏ−１６８で低域のループゲインが中域のループゲインの−６ｄＢとなっていたのは、こういう理由によるものだった訳である。

Ｎｏ−１５９とＮｏ−１６８との間には、終段がＦＥＴの２ＳＫ１１７であるかＴＲの２ＳＣ９６０であるかの違いしかないのだが、それがこのような違いをもたらした訳だ。

“音楽を愛する電子回路”上巻８７ページの図３７にはＮＦＢ後のイコライザーアンプの出力インピーダンスＺｏも掲載されている。

ので、こちらでも計測してみる。

それがこれで、出力にＮＦＢ回路を接続すれば良いだけなので造作もない。

結果。こちらも観るべきはオレンジのグラフ。

なるほど。先生仰せの如くＮＦＢ後出力インピーダンスは劇的に減少してほぼ１／１００となり（４０ｄＢ＝１００程度の電圧ＮＦＢが掛かるので当然の事なのだが）、１０Ｈｚで１０．１ｋΩ、１ｋＨｚで９００Ω、１０ｋＨｚで１９０Ω、１００ｋＨｚで３０Ω程度と図３７とほぼ同程度になった。また図３７と同様１０Ｈｚから１００ｋＨｚの範囲ではそのＺｏの周波数特性自体がＲＩＡＡ特性だ。

が、１００ｋＨｚを越える超高域では１０ＭＨｚで１ｋΩのピークを有する特性になっているのだが、この辺は図３７では測定範囲外で不明。（＾＾；

さて、上で測ったＮｏ−１５９のオープンゲイン時の出力インピーダンスが１００Ｈｚ以下で２．７４ＭΩであったことは、Ｋ先生の“音楽を愛する電子回路”上巻８７ページの図３７と、これに関連して先生が記載されているオールFETイコライザーのオープンゲイン時の出力インピーダンスＺｏの計測値に比べてかなり高い。図３７にあるとおりＫ先生の実測値ではオープンゲイン時の１ｋＨｚ以下の出力インピーダンスは５８５ｋΩなのだ。

終段の動作電流値が異なるのではないか？　確かに出力インピーダンス的には動作電流を減らした方が有利だ。が、こちらのシミュレーションでもそれは２．５ｍＡに合わせてある。

う〜ん。おかしい。やはりシミュレーションはシミュレーションに過ぎないのか。要するに現実妥当性を欠くということなのか。

が、Ｋ先生が実測されたと思われるオールFETイコライザーの回路はＮｏ−１５９のものではなく、上巻８２ページの図２３に示された２段目差動アンプにカスコードアンプが付加されていないシンプルタイプのようではないか。

で、このシンプルタイプである。

このタイプの出力インピーダンスはどうか。

結果。これがＮＦＢ前すなわちオープンゲイン時のＺｏ＝出力インピーダンス。観るべきは同じくオレンジのグラフ。

な〜んと。このシンプルタイプでは１ｋＨｚ以下の周波数で５１０ｋΩ程度だ。さらに１００ｋＨｚでは１ｋΩ強であり、どちらもＫ先生の実測値に近い結果と言えるだろう。

これはＮＦＢ後すなわちクローズド時の出力インピーダンス。

１０Ｈｚで１１ｋΩ、１００ｋＨｚで２０Ω弱でＺｏ自体がＲＩＡＡ特性になっているなど、Ｋ先生の実測値にごく近い結果だ。

結論、としてどう考えるべきか。

勿論シミュレーションが正しくないということが考えられる。たとえばここに用いた２ＳＫ１１７のモデルパラメータが現実の２ＳＫ１１７を正しく反映していないとしたらどうしようもない。

が、仮にここに用いた２ＳＫ１１７のモデルパラメータが現実の２ＳＫ１１７をある程度正しく反映しているとすれば、２ｋΩのソース抵抗により電流帰還を掛けた２ＳＫ１１７の出力インピーダンスは、実はＫ先生の実測値より高いのだ、ということになる。また、完全対称型の出力インピーダンスは、終段自体の出力インピーダンスと２段目の出力インピーダンスが共に高い状態の時に求められる理想的な高さになるということ。そしてこれが実現しているのがＮｏ−１５９のオールＦＥＴＭＣイコライザーであり、Ｎｏ−１６８のＭＣイコライザーは終段が出力インピーダンスの高さがまだ足りずＮｏ−１５９のレベルには至っていないということになる。図２３のシンプル型は逆に終段の出力インピーダンスは高いものの２段目の出力インピーダンスが十分でなくＮｏ−１５９のレベルに達し得なかったということになる。

Ｋ先生は図２３のシンプル型オールＦＥＴＭＣイコライザーでその出力インピーダンスを論じられているのだが、その後２段目カスコード接続の効果については電源電圧変動抑制効果の観点から論じられており、この辺が明らかにされていないのはちょっと残念。

とは言え、真空管ＭＣプリ（これらは理想ＮＦ型イコライザーではない。）のことを考えれば、理想ＮＦ型に少しでも近づくことが良い音のために必要十分条件だ、と言うわけでもなさそうなので、むやみに理想ＮＦ型イコライザー化を追求してもしょうがないというのも事実なのだろう。

また、ＭＣイコライザー自体のオープン時のZoを高くしても、次段フラットアンプ入力にはゲート抵抗８２０ｋΩが入り、これがあるといくらＭＣイコライザー自体のオープン時のZoを高くしてもあまり意味がないという現実もある。

こうやってカップリングコンデンサー０．１ｕＦとフラットアンプのゲート抵抗８２０ｋΩがつながってしまえば、

このようにどうしても理想からは外れるのだ。

が、Ｎｏ−１５９のＭＣイコライザーは半導体ＭＣイコライザーのグループでは最も理想ＮＦ型イコライザー実現の潜在能力が高い。

だから次段フラットアンプのゲート抵抗をより高いものに交換してみる価値がＮｏ−１５９の場合はある。

例えば８２０ｋΩを６．８ＭΩにした場合のシミュレーション結果がこれだ。

実に理想的な理想ＮＦ型イコライザーが実現している。Ｎｏ−１５９を作って試してみたくなる結果だ。（＾＾）

なお、上のオリジナルの位相補正ではクローズドゲイン（青）特性において１０ＭＨｚポイントで６ｄＢのピークが生じてしまっているので、これを生じないよう位相補正をいじってみた。

初段ステップ位相補正を１５０Ω＋３３０ｐＦとしたところ、

ピークもなくなり、これなら何の問題もないだろう。

次に、“音楽を愛する電子回路”上巻１２３ページ搭載の高出力ＭＣプリのイコライザーアンプ。

赤がオープンゲイン、青がクローズドゲイン、緑がループゲイン、水色がオープンゲインの位相、ピンクがクローズドゲインの位相、黄色がループゲインの位相。

これを観ると高出力ＭＣプリの性能はＮｏ−１６８と同程度であることが分かる。すなわちその出力インピーダンス特性はＮｏ−１６８と同程度でＮｏ−１５９には及ばないということだ。

なお、オープンゲイン（赤）はＮｏ−１６８に比べ４ｄＢほど小さい。のだが、これが位相補正的には有利に働いてクローズドゲイン（青）の高域にはピークが生じていない。

高出力ＭＣは電源電圧が±５０Ｖと余裕が大きいので、この際終段２ＳＣ９６０のエミッタ抵抗を大きくして電流帰還を増やし出力インピーダンスをさらに高めてみてはどうか。

回路的には２ＳＣ９６０のベース抵抗とエミッタ抵抗を２倍にすれば良いだけだ。これで動作電流は変わらず、電源電圧利用率だけが小さくなるだけなのだが、電源電圧が高いのでこの点問題にはならないだろう。

殆ど同じで、あまり効果がないという結果だ。何故だろうか？　ちょっと不明（＾＾；

２段目共通エミッタ抵抗を４倍にして、２段目及び終段の動作電流値を１／４にする。

どうも動作電流を減らした方が出力インピーダンス的には効果的なようなのだ。

このとおりだ。

実に理想に近くなった。その程度はＮｏ−１５９並と言えるだろう。

では、高出力ＭＣプリイコライザーの動作点はこのように設定した方が良いのか？と言うとそれは分からない。動作電流を減らしたことが原因でかえって音が悪くなるかもしれない。ので、興味ある方は勝手に試されたい。（＾＾：

それよりも、高出力ＭＣプリには２段目に禁断の２ＳＡ６０６を起用してみたいという誘惑に駆られることがある。（＾＾；

ＧＯＡ時代にも最終段階でメタルキャンＴＲプリとして採用されたあの組み合わせ。あれを完全対称型でも実現してみようというもの。（＾＾）

シミュレーションをあれこれやってみると位相補正Ｃはやや増やす必要はあるようなのだが・・・、

特性的には２段目に２ＳＡ８７２を起用したものにはやや劣っているが・・・まぁ大丈夫そうですねぁ。まぁまぁですね。

作ってみようかしらん。（＾＾）

±５０Ｖの電源を用意するのが面倒ということであれば、取り敢えずＮｏ−１６８用の電源を流用して±２７Ｖ電源ではじめてみてはどうか。

回路は“音楽を愛する電子回路”上巻１２２ページの図１２３から拝借する。

Ｃｏｂの大きいトランジスタを使うせいか位相補正はこの程度必要のようだ。

結果。

特性的にはＮｏ−１６８程度になっている。

まぁまぁですね。本当に作ってみようかしらん。（＾＾；

メタルキャンプリの話題を出してしまった以上、触れないわけにはいかない。か・・・（＾＾；

というわけでＮｏ−１２１。メタルキャンＴＲによるスーパー・ストレートプリアンプのイコライザーアンプ。

初段は評価版ＰＳｐｉｃｅの制約のためカスコードアンプを省略し、定電流回路を電流源で代用しているが、まぁまぁＮｏ−１２１だろう。

これがＰＳｐｉｃｅの描くその特性。

赤がオープンゲイン、青がクローズドゲイン、緑がループゲイン、水色がオープンゲインの位相、ピンクがクローズドゲインの位相、黄色がループゲインの位相。というのはこれまでと同じだが、これまでの完全対称型イコライザー群との際だった違いはオープンゲインが非常に大きいということだ。クローズドゲイン設定も１ｄＢ程度大きいのだが、オープンゲインは１２〜１８ｄＢも大きいので、結果ループゲインも１１〜１７ｄＢ大きい。

ループゲイン≒ＮＦＢの量であるからＮｏ−１２１ＥＱは現代完全対称型ＥＱより１１〜１７ｄＢ大きなＮＦＢが掛かっていたということになる。
そして、大きなオープンゲイン（赤）のせいもあり、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈む周波数が８ＭＨｚ超と高いのだが、その周波数におけるループゲインの位相（黄色）が−１８０°に達してしまっている。結果クローズドゲイン（青）に８ＭＨｚにおいて２２ｄＢものピークが生じている。

これでは発振してしまい決して安定動作をしないというシミュレーション結果だ。

が、世に安定動作しているＮｏ−１２１はちゃんと存在しているようであるから、シミュレーターがおかしいのか、モデルパラメーターが正しくないのか、シミュレーション設定がどこかおかしいのか・・・（＾＾；

ただ、オープンゲイン時における出力インピーダンスと理想ＮＦ型イコライザー動作の理想度については、Ｎｏ−１２１も最近の完全対称型と同等あるいはそれ以上であるということは確かだろう。

ＧＯＡからはもう一つＮｏ−１２２を登場させよう。ＧＯＡの最後のＭＣプリがＮｏ−１２２。

２ＳＫ９７と２ＳＫ４３はモデルがないので２ＳＫ１１７で代用したがシミュレーション上は問題ないはず。

これがその結果。

これもオープンゲインは大きく、ほぼＮｏ−１２１と同じだ。全体の特性もＮｏ−１２１とほぼ同等だ。

ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈む周波数はなんと２２ＭＨｚと非常に高くこのポイントでのループゲインの位相（黄色）は−１８０°に達しているため、このポイントでクローズドゲイン（青）に１６ｄＢのピークが生じてしまっている。

したがって、Ｎｏ−１２１と同様Ｎｏ−１２２も発振してしまい決して安定動作をしないというシミュレーション結果だ。

が、我がＮｏ−１２２は一応安定動作しているのである。（爆）（＾＾；

しかしながら、我がＮｏ−１２２、時々不穏な体を垣間見せることもあるということを告白せねばなるまい。というのは、内部インピーダンスの低い鉛シールバッテリーをその電源として用いた場合に、マルチの高域側に起用したパワーアンプ側に発振を引き起こす場合があるのである。同じパワーアンプで我が手持ちの別のプリを起用した場合は全く安定に動作するのだが、Ｎｏ−１２２の場合だけそうなるのだ。

正確にではないにせよ、このシミュレーション結果はＮｏ−１２２の位相補正に不備があることを示しているのかも、だ。

ま、それはそれとして、この２つのＧＯＡＭＣプリのシミュレーション結果からＧＯＡ時代のＭＣプリＥＱが完全対称型よりおおむね１５ｄＢは高いオープンゲインとＮＦＢ量を有していたことは確かだろう。この辺はその音にも利いているところではあるまいか。

また、理想ＮＦ型イコライザー動作の理想度の点では両者ほぼ同等だ。

動作安定度というかＮＦＢ安定度ではどうもオープンゲインを減らした設定の完全対称型に軍配が上がりそうだが、見方によっては完全対称型はＮＦＢ安定度を確保するためにオープンゲインを小さくせざるを得ないのだということかもしれず、これは一概には判定できない。

そこで、また少しばかり遡りＮｏ−１１６である。
VGAが最初に搭載されたＭＣプリアンプであり、その意味では現在の半導体完全対称型の元祖でもあるものだ。

いやいや凄いオープンゲイン。低域で１１４ｄＢにも達している。

これもクローズドゲイン（青）の２９ＭＨｚで１８ｄＢのピークが生じており、発振してしまうぞ、というシミュレーション結果だ。（＾＾；

う〜ん・・・。モデルパラメータが正しくないのかなぁ・・・

そこでちょっと視点を変えて、各段の半導体出力を中心に各部の電流出力（ｄＢ）を観る。
これで簡単にｇｍが分かってしまう。

ここで位相補正のＣ３とＣ４を極微少な容量にしてあるのは、これらが無い状態と同様にするため。ならば回路図から取り去れば良いのだが、取ったり付けたりするのが面倒なので（＾＾；

凡例のＩＤＤＢ（Ｊ１）とはＪ１の２ＳＫ１１７の電流出力のｄＢ表示という意味である。そのグラフは緑色でこれを見ると低域において大体−４７．１ｄＢだ。この場合ｇｍ＝１Ｓの場合０ｄＢとなるので−４７．１ｄＢとはｇｍ≒４．４ｍＳのことである。２ＳＫ１１７の規格をみるとその順方向伝達アドミタンスはＩｄ＝０．８５ｍＡ程度では９ｍＳ程度だ。差動アンプの場合はこれが１／２になるから９／２＝４．５ｍＳ。う〜ん、なかなかよく出来たモデルだ。（＾＾；

で、その周波数特性がこのグラフに表示されているという訳なのだが、そのグラフは数ＭＨｚの領域まで平坦である。すなわち初段はこの帯域まで低域と同じゲインを有するということ。

同様にIDDB(Ｊ２）とは初段反転入力側の２ＳＫ１１７のｇｍであるのだが、ＭＨｚ領域まで非反転入力側の２ＳＫ１１７のｇｍとぴったり一致している。初段差動アンプが対称動作していることの証左だ。

以下、ＩＣＤＢ（Ｑ６）〜ＩＣＤＢ（Ｑ１２）までがＱ６からＱ９までの２ＳＡ８７２Ａと、Ｑ１０からＱ１２の２ＳＣ１７７５、そのそれぞれのコレクタの電流出力のｄＢ表示であり、最後のＩＤＢ（Ｒ１３）はＲ１３の８２０ｋΩに流れる電流のｄＢ表示だ。

これを見るとＱ６からＱ１２まで、そのコレクタ電流出力は極めて良く一致していることが分かる。これは、ここに起用されたカスコードアンプとウィルソン型カレントミラー回路の動作精度が高いことを表している。ここでこの電流出力ゲインを決めているのは２段目差動アンプのＱ６、Ｑ７の２ＳＡ８７２Ａだ。その電流出力をＱ８、Ｑ９の２ＳＡ８７２Ａがエミッターで受けてコレクターから出力する。このうちＱ８の出力をＱ１０、Ｑ１１、Ｑ１２の２ＳＣ１７７５によるカレントミラー回路で折り返してＱ１０のコレクターから出力する。この回路構成の理想は勿論Ｑ７＝Ｑ９＝Ｑ１０。まぁカスコードアンプによるＱ７＝Ｑ９は当然と思うのだが、Ｑ７＝Ｑ１０のためにはカレントミラーの精度が問題になる。そして、こうして見るとウィルソン型カレントミラー回路の精度はなかなかに高いものだということが分かる。

それらの電流出力ゲインは中低域で大体−４ｄＢであり、１０Ｈｚ以下ではやや下がって−４．５ｄＢ程度だ。周波数特性的には大体１００ｋＨｚまではフラットであるが、それ以上の高域で低下して−３ｄＢポイントは６５０ｋＨｚ程度、５ＭＨｚ程度で−２０ｄＢだ。

ピンクのＩＤＢ（Ｒ１３）はこれらとは違ったグラフを描いているが、これぞ電流出力アンプ＋ＲＩＡＡＮＦＢ素子のＭＣイコライザーの出力自体がＲＩＡＡ特性であることを表しているもの。

で、最低域での電流出力ｄＢは−４．５ｄＢであるから、その順方向伝達アドミタンス＝相互コンダクタンスｇｍはｇｍ≒６００ｍＳとなる。ただし、アンプ出力電流がこのＲ１３（８２０ｋΩ）とＮＦＢ素子（低域で８２０ｋΩ＋５１ｋΩ）に分配されているので、このＭＣイコライザー自体の本来のトータルＧＭは最低域で大体その倍の１．２Ｓだ。

が、８２０ｋΩを出力に繋げばそれによってｇｍも小さくなり、低域でのオープンゲインは６００ｍＳ＊８２０ｋ＝４９２０００≒１１３．８ｄＢとなる。ぴったりだ。と言うか、１２００ｍＳ＊（８２０ｋΩ＋５１ｋΩ／／８２０ｋΩ）＝５０６８３８≒１１４ｄＢでぴったりなのだ。（＾＾）

が、これは当たり前であってモデルの妥当性を証明したわけではない。ので、次に行く必要がある。（＾＾；

ので、さらに遡ってこれは１９８８年１２月号のＮｏ−１０７のＤＣプリアンプのファーストイコライザーである。

何故これを持ち出したかというと、これが先生の「時空を超えた音楽再現」上巻において取り上げられ、その７３ページから７５ページにかけてこの回路のオープンゲイン計算が取り上げられているからだ。その計算値とここでのシミュレーション結果を対比すれば、シミュレーションの妥当性が分かるだろう。

結果。
見方は同じだが、まず分かるのは、カレントミラーの精度が劣っていること。オレンジがＱ１０の電流出力だが、Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９の電流出力がほぼ等しいのに、これだけが１〜２ｄＢ小さい。やはりワイドラー型カレントミラーはウィルソン型カレントミラーより精度は劣るようだ。

さて、問題の各部ｇｍだが、初段は動作電流がやや上がったためか−４６．６ｄＢとなった。すなわちｇｍ≒４．７ｍＳだ。Ｋ先生の「時空を超えた音楽再現」上巻では初段２ＳＫ９７のこの動作電流でのｇｍは６．１ｍＳで計算されている。こちらの２ＳＫ１１７はやや小さく２ＳＫ９７の７７％ということになる。

で、Ｒ１３でのアンプ全体の見かけ上のＧＭはピンクのＩＤＢ（Ｒ１３）が表すとおり−０．７ｄＢである。すなわちｇｍ≒９２０ｍＳということになる。Ｋ先生の計算値と対比するためにはこれを５０ｋΩ／（１８０ｋΩ＋１３ｋΩ／／５０ｋΩ）＝１．２５９倍してアンプ本来のＧＭ≒９２０ｍＳ＊１．２５９＝１１５８ｍＳとなるから、先生の「時空を超えた音楽再現」上巻では８２０ｍＳと対比すると、トータルＧＭではこのシミュレーションの方が１４１％ということになる。

結果としては、初段２ＳＫ９７を２ＳＫ１１７で代用し、同じく２段目差動アンプ等の２ＳＡ７２６を２ＳＡ８７２で、カレントミラーの２ＳＣ１４００を２ＳＣ１７７５で代用していることを考えても、このシミュレーションではちょっとゲインが高めに出るようだ。
１．４１倍と言えばかなり誤差があるなぁ・・・とも思えるが、ｄＢでみれば３ｄＢである。で、３ｄＢであれば大した誤差ではないと思える。
う〜ん。なかなか微妙だわい。（＾＾；

って、ループゲインが０ｄＢに沈む付近での３ｄＢはかなり微妙で、ループゲインが３ｄＢの違いがＮＦＢ安定性を左右する場合がなきにしもあらず。（＾＾；

で、Ｎｏ−１０７ＤＣプリアンプのファーストイコライザーの特性だが、

オープンゲイン（赤）は低域で９３ｄＢ程度とＫ先生の計算値より３ｄＢ高く、１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの高域で８２ｄＢとこちらではＫ先生の計算値より４ｄＢ高くなっている。

が、このＮｏ−１０７の場合はシミュレーション上も位相補正は回路図の値で適切で、クローズドゲイン（青）には何らピークが生じていない。のは、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈む４．５ＭＨｚにけるその位相遷移（黄）が−１０２°程度であるから。

と、この点は良いのだが、理想ＮＦ型イコライザーの視点から見ると、１ｋＨｚ以下におけるループゲインの低下が−１２ｄＢ。これは我がＮｏ−１２８？と同等なレベル。

理由は勿論出力にパラに入っている５０ｋΩである。が、これは音量調整のアッテネーターであるからしょうがない。
Ｎｏ−１０７はこのためＲＩＡＡＮＦＢ素子のインピーダンスを下げるため、これに１８０ｋΩと２６０００ｐＦを起用している訳だが、これでも理想にはまだ遠かった訳だ。

より理想を求めるという観点からしてこの辺もスーパーストレート型登場の理由だったのだろう。　

で、そのスーパーストレート型が９０年６月号のＮｏ−１１６である訳だ。

このシミュレーションでは実際より３ｄＢ程度高い値が出るらしいということはあるが、そのオープンゲインは超低域でなんと１１９ｄＢに達し、これに伴いループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量は可聴帯域で５０ｄＢ程度である。しかも理想ＮＦＢイコライザーの理想度も大変良く、１Ｈｚ〜１００ｋＨｚ程度までループゲイン≒ＮＦＢ量がほぼ一定だ。その理想度はＮｏ−１５９に匹敵する。

が、問題が一つ。それはクローズドゲイン（青）に３０ＭＨｚ付近で２０ｄＢものピークが生じていることであり、通常これはこのアンプが発振することを表している。

しかしながらＮｏ−１１７の実機は回路図の位相補正定数で安定に動作したと考えるべきであるから、シミュレーションで安定でないという結果が出るのはシミュレーションの方に問題があると考えるべきだろう。

で、ヒントは先に見たようにこのシミュレーションではオープンゲイン等が３ｄＢ程度高めに出るらしいということ。オープンゲインは即ループゲインに直結するからループゲインも３ｄＢ高く出ていると考えれば、下図でループゲイン（緑）が０ｄＢに沈むポイントは２５ＭＨｚ程度であるが、これは本来３ｄＢポイントの１８〜１９ＭＨｚであると考えられ、そうするとその位相遷移も−１２０°にかなり近づいてくる。

とは考えられないだろうか。（＾＾；

と、まぁ考えられないこともないのだが、もし実機のＮｏ−１１６でも発振したというような場合にはどうすべきかをシミュレーションで考えてみると、まずは当然位相補正Ｃ３の値を大きくすることだ。

ピークをなくすためには１５ｐＦが必要なようだ。

このとおり。ピークは消える。これで安定動作するであろう。

が、こうするとオープンゲイン（赤）が可聴帯域でＲＩＡＡ特性と言うより、単なる６ｄＢ／ｏｃｔの下降直線に近くなっている点が気になる。
これではLUXKITのＡ８０４の場合と同じではないか。

その理由はオープンゲインがはっきり言って過大なこと、そして位相補正Ｃ３によるワンポール補償が強力に効いたせいだ。

これでは普通の市販アンプと同じで面白くない。

であれば、位相補正を程々にして安定になる方法で行こう。

Ｒ８を少し小さくしてループゲイン≒ＮＦＢ量をやや下げて安定度を確保しようという訳。

結果、ピークは消滅した。これでも安定に動作するであろう。これでもループゲイン≒ＮＦＢ量は４２〜４３ｄＢ確保されている。

が、クローズドゲインが１ｋＨｚで５１ｄＢ程度とやや大きくなってしまうのが問題と言えば問題かな。（＾＾；

Ｎｏ−１２１に戻って各段の半導体出力を中心に各部の電流出力（ｄＢ）を観る。

初段の電流出力は−４６．２ｄＢ。したがって初段のｇｍ≒４．９ｍＳ。２段目差動アンプの電流出力は−１０ｄＢ。すなわち、ここまででｇｍ≒３１５ｍＳ。

Ｎｏ−１１６と比較すると初段のｇｍは大きいのに２段目までではｇｍは小さい、のは２ＳＡ６０７のｇｍが２ＳＡ８７２のそれより小さいためということになる。加えて、２ＳＣ９５９で構成したウィルソン型カレントミラーの精度が２ＳＣ１７７５で構成したＮｏ−１１６のそれより悪い。低域側でゲインが減少してしまっている。理由は確たる事は分からないが２ＳＣ９５９のhFEが２ＳＣ１７７５のそれより小さいためだろうか。

その正否はともかく、そのせいでＲ１３におけるｇｍは最低域で−１４ｄＢとなっている。すなわちｇｍ≒２００ｍＳである。アンプ本来のＧＭは、これを８２０ｋΩ／（８２０ｋΩ＋５１ｋΩ／／８２０ｋΩ）＝１．９４１倍して、アンプ本来のＧＭ≒２００ｍＳ＊１．９４１＝３８８ｍＳよって、低域でのオープンゲインは３８８＊（（８２０ｋ＋５１ｋ）／／８２０ｋ）＝１６３８７８≒１０４．３ｄＢ。

と、まどろっこしいことをしなくても２００ｍＳ＊８２０ｋΩ＝１６４０００≒１０４．３ｄＢ

で、Ｎｏ−１２１。シミュレーション上でも安定にすべくいろいろやってみたのだが・・・、
位相補正Ｃ３を大きくすると安定にはなるがやはりオープンゲイン自体が６ｄＢ／ｏｃｔの直線に近づいてしまって面白くない。
ので、帰還量設定抵抗Ｒ８をやや小さくしてＮＦＢ量を減らすことで対処しよう。（＾＾；

結果。
これでもクローズドゲイン（青）に６ＭＨｚ付近で５ｄＢのピークがある。が、このシミュレーションでも同様にオープンゲインと、そしてその結果ループゲインとが３ｄＢほど実際より高い結果が出ると仮定すれば、これでも問題ないということになるのだが、どうだろうか。まぁ、オリジナルの実機で全く問題なく動作するのであればこのシミュレーションはもとより何ら意味はないのだが。（＾＾；

なお、こちらのグラフではオープンゲイン（赤）が１０Ｈｚ以下で計算値の１０４ｄＢを超えているが、それは前にも書いたとおり８２０ｋΩとシリーズの３３０００ｐＦの超低域でのインピーダンス上昇のため。

次に、Ｎｏ−１２２各部の電流出力。

やはり２ＳＫ１１７（オリジナルは２ＳＫ４３）一本によるカレントミラーの精度は良くない。１ｋＨｚ以上の領域でも１ｄＢ程度の乖離が生じているし、低域では最大で８ｄＢ近く乖離してしまう。

低域における乖離は、負荷インピーダンスの高まりに対して２ＳＫ１１７の出力インピーダンスがついて行けないのがその原因だ。ソース抵抗５６０Ωによって電流帰還が働いても２ＳＫ１１７の出力インピーダンスの高さが十分にはならない訳だ。が、Ｎｏ−１５８では同じ２ＳＫ１１７終段で十分な出力インピーダンスが得られていることを考えると、このソース抵抗を２ｋΩ程度に高めれば良い結果が得られるかもしれない。

初段の電流出力は−４４ｄＢ、２段目差動アンプの電流出力が−１２ｄＢ。と、２ＳＪ７２は２ＳＡ６０６とほぼ同程度のゲインを稼いでいることが分かる。さすがにHｉｇｍなＦＥＴだ。

で、結果としてはＲ１３における電流出力（ピンク）は低域で−１４．５ｄＢとＮｏ−１２１とほぼ同等であるから、Ｎｏ−１２２もオープンゲインは低域で１０４ｄＢ程度になる訳だ。

２段目ソース抵抗を２ｋΩに高めてカレントミラーの精度を上げてみる。

やはりかなり精度は上がる。が、これまたやはり完全ではないのも確か。

もとに戻して、これについてもシミュレーションで安定動作するよう位相補正等を調整してみた結果、２段目差動アンプの位相補正Ｃはオリジナルの倍、そして帰還量調整抵抗は１８０となった。

結果がこれだが、これでもクローズドゲイン（青）には１８ＭＨｚ付近で４ｄＢのピークが生じている。

さて、ここでまた完全対称型に戻って、我がＮｏ−１２８？。

これの各部の電流出力を観る。

結果。

特徴は一見して分かるとおり、ＧＯＡでは横線が２本だったのに対して横線が３本であること。すなわち下から初段の電流出力、２段目差動アンプの電流出力、そして一番上が終段ＳＥＰＰの電流出力だ。完全対称型は初段、２段目そして終段ＳＥＰＰそれぞれにゲインがある。

初段の電流出力はほぼ−４８ｄＢだからそのｇｍ≒３．９５ｍＳである。
２段目差動アンプ出力では中域で−３７ｄＢ程度であるから２段目までのｇｍ≒１４ｍＳ。
そして終段ＳＥＰＰの出力では−２３．５ｄＢ程度であるからｇｍ≒６６．５ｍＳ

その結果、Ｒ１１における電流出力は低域で最大で−２８．４ｄＢ程度だ。すなわちこの点でのｇｍ≒３７．５ｍＳ。Ｎｏ−１２１はこの点でのｇｍ≒２００ｍＳであったから一桁ｇｍが小さい。

結果、このＮｏ−１２８？の低域でのオープンゲインは３７．５ｍＳ＊８２０ｋΩ＝３０７５０≒８９．７６ｄＢとなるわけで、これはＮｏ−１２１やＮｏ−１２２のそれよりも１４〜１５ｄＢも小さい。

さて、ここで観るべきは初段の電流出力はＪ１もＪ２も高域まで良く揃っていること、これに対して２段目差動アンプのＱ１、Ｑ２と終段ＳＥＰＰのＱ３、Ｑ４は僅かだが乖離が生じていることだ。これは２段目差動アンプと終段ＳＥＰＰの動作対称性が僅かながら崩れていることを表している。

今一つは、２段目差動アンプの電流出力と終段ＳＥＰＰの電流出力すなわちｇｍが１ｋＨｚ以下の低域で低下することである。
これは低域で増加する負荷のインピーダンスに対してそれぞれの電流出力のインピーダンスが低くなって、その結果ｇｍの低下を招いているのである。要するに２段目及び終段の出力インピーダンスの高さが足りないということなのだ。

実際、この状態では、

このとおりで、低域でオープンゲイン（赤）は９０ｄＢ。
ループゲインは低域で中域に対し１２ｄＢ低下してしまう。

このＮｏ−１２８？をより高性能にするためには２段目差動アンプ右側（終段上側ドライブ担当）にカスコードアンプを入れるのが良い。左側はカスコードはなくて構わない。

結果はこのとおり。

顕著な違いは２段目差動アンプの電流出力（黄＆青）。低域まですっかり直線になっただけでなく差動アンプ左右（Ｑ１とＱ２）の乖離も大幅に改善された。加えてゲインも０．５ｄＢほどアップしている。さらにこの結果を受けて終段ＳＥＰＰ出力での電流出力の乖離まで改善された。良いことずくめだ。

が、終段ＳＥＰＰ出力での電流出力についてはやはり低域で低下する。これは終段自体の出力インピーダンスを高めなければ改善できない点だ。

まぁ、取り敢えずこれで２段目までは理想的になったということ。（＾＾）

ここでついでなので初段に入れられた位相補正の効果を観る。

Ｒ１５の値を本来の２２０Ωに戻す。

このように２段目及び終段の高域特性が一桁低い周波数域からカットされる訳だ。

この改良型Ｎｏ−１２８？の特性はどうか。

オープンゲイン（赤）は低域で９４ｄＢと改良前に比べ４ｄＢアップし、結果ループゲイン（緑）の中域に対する低域での乖離も−８ｄＢと改良前に比べ４ｄＢ改善された。結果７０〜８０Ｈｚにおけるループゲインの位相の乖離も１０°改善されている。

これ以上の理想的特性を目指すとなると終段の出力インピーダンスをより高くすることが必要だが、出力に次段の入力抵抗８２０ｋΩがパラでつながる限り理論的にループゲインの低域での低下−６ｄＢと位相＋２０°は必然であるから、これでもう十分だ。と思う。（＾＾）

という目で観ると、Ｎｏ−１６８はどうか。

２段目の出力インピーダンスは十分高い。結果各部電流出力も一致すべきものは良く一致しており、非常に良い特性だ。

ゲインはＮｏ−１２８？よりやや小さい。

その特性は、

低域でのオープンゲイン９１．５ｄＢ。ループゲインの低域での低下は−９ｄＢ、位相は＋３０°。

試しにＮｏ−１６８の２段目からカスコードを取り去ってみる。

やはり予想通り。

２段目の出力インピーダンスの高さが足りないためその電流出力ｇｍも低域で低下してしまうほか、左右のｇｍも僅かに乖離してしまう。そしてその結果は終段まで引きずられてしまう。ゲイン自体もやや低下する。

Ｎｏ−１２８？の場合と同じだ。

次に、“音楽を愛する電子回路”の高出力ＭＣプリのイコライザーアンプ。

う〜ん。なかなかに素晴らしい。（＾＾）
全体的に揃うべきところはきちんと揃っているし、２段目差動アンプ出力も低域まで一直線だ。が、終段ＳＥＰＰの出力はｇｍはやはり低域では低下する。

ゲイン設定はさらに小さくなってＲ１９でのｇｍは低域で−３１．７ｄＢ≒２６ｍＳ程度だ。よってオープンゲインは低域で８６．６ｄＢ程度だろう。

その特性は、

なかなかに良い。（＾＾）

続いてＮｏ−１５９。

素晴らしい。（＾＾）
これにはＮｏ−１６８も高出力ＭＣプリも敵わない。

クローズドゲインにピークを生じないように位相補正をちょっといじって（＾＾；

その特性は、

最高だ。（＾＾）

次段の入力抵抗８２０ｋΩなかりせばの本来の特性は、

理想ＮＦ型イコライザーの理想がほぼ完全に実現されている。と言って良いだろう。

２段目差動アンプ＆カスコードアンプに２ＳＡ６０６を起用した禁断の高出力ＭＣイコライザー。や如何に！？（＾＾；

惜しいことに２段目カスコードのＱ５、Ｑ６、特にＱ６の電流出力が差動アンプの電流出力より小さくなっている。さらにＱ６のｇｍは低域で低下する。

う〜ん。何故だろう。Ｃｏｂのせいだろうか。それとも素子のもともとの出力インピーダンスが低いのだろうか。

が、仕上がりは、

まぁ、２段目が２ＳＡ８７２のオリジナル高出力ＭＣイコライザーにやや劣る程度だ。

特性は劣っても、音は逆転評価かもしれないし・・・（＾＾；

完全対称メタルキャンＭＣプリを取り敢えずＮｏ−１６８の電源を流用して試すとすれば、

やはり２段目と終段には多少対称性に乖離が生じるのだが、

その特性は、

まあまあかな。（＾＾；

（おまけ）


以上のシミュレーション結果から、僭越ではあるがＧＯＡスーパーストレートの完成型Ｎｏ−１１６をいじってみる。

基本的視点は、過剰と思われるオープンゲインを引き下げてＮＦＢ安定度を高めること。勿論理想ＮＦ型イコライザーとしての理想度は最高レベルを維持する。そのための手法は２段目差動アンプに電流帰還をかけること。だが、いにしえからのＤＣアンプファンの方はご承知のとおり、当時にあってはこれは禁じ手。

先生、今となってはどうでしょうか？（＾＾；

２段目差動アンプ２ＳＡ８７２のエミッタに１２０Ωの電流帰還抵抗を入れただけであるが、これで２０ｄＢもゲインが低下する。あわせてその効果で高域の遮断周波数が高くなっていることも分かる。

問題は２段目差動アンプの動作対称性だが、この結果を見る限り電流帰還を入れない場合と変わらないように思えるのだが、どうだろう。

これなら良さ気では。（＾＾；

この場合、位相補正は完全対称と同様に初段のステップ型の方が良い。また、ＮＦＢ帰還素子に３．６ｋΩの高域帰還制限抵抗を入れる必要もない。

帰還量設定抵抗の値も４７０Ωに戻す。

これでどうだろうか。

結果。

う〜ん。素晴らしい。

理想的なＮｏ−１５９よりもさらに理想的になったではないか。（＾＾）

（おまけ　その２）


この際、第一世代の抵抗負荷２段差動アンプタイプも観ておく。

Ｎｏ−６９。

この時代は分配型イコライザーだったが、無論理想ＮＦ型イコライザーではない。

まずは低域上昇を担うファーストイコライザー。

オープンゲイン（赤）は可聴帯域で８０．５ｄＢ。そのｆｃ（−３ｄＢ点）は３０ｋＨｚでそれ以上の周波数では６ｄＢ／ｏｃｔで下降していく素直な特性だ。特に位相補正はなされていないのだが、回路図に現れない２段目差動アンプの２ＳＡ８７２ＡのＣｏｂが位相補正の役割を果たしている結果だ。結果、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈む１．７ＭＨｚ付近でのループゲインの位相は−１０５°程度に収まっており、クローズドゲイン（青）には全くピークが生じていない。

クローズドゲイン（青）は１ｋＨｚで４４ｄＢであり１０Ｈｚでは６４ｄＢだ。この低域におけるゲインの上昇を得るためにＮＦＢ素子によってループゲイン（緑）が低域で下降させられている訳だ。ループゲイン≒ＮＦＢ量であるから、要するにＮＦＢ量を低域ほど少なくすることによってクローズドゲインにおけるＲＩＡＡ特性を実現している訳である。

結果、低域におけるＮＦＢ量は中域に対して最大２２ｄＢ少ないことが分かる。あわせてループゲインの位相（黄）も１５０Ｈｚ付近で最大５８°進む大きな山を形成している。

これが電圧出力アンプでＲＩＡＡ特性を得ようとする場合の実態。
このため低域のＮＦＢ量は１５ｄＢしかない。

さて、上のほうで我がＮｏ−１２８？に０．４ｕＦ＋５０ｋΩを負荷とした場合の状態を見たが、その時の状態は要するにこのＮｏ−６９の状態に近づいたということなのである。折角の理想ＮＦ型イコライザーが、電圧出力アンプ＋ＲＩＡＡＮＦＢ回路のごく普通のイコライザーになってしまうということだ。

で、問題は音であって、もしこのＮｏ−６９ＭＣプリの音と理想ＮＦ型イコライザーであるＮｏ−１６８ＭＣプリの音になんら違いを感じないということであれば、Ｎｏ−１６８等も０．４ｕＦ＋５０ｋΩを使っていにしえのような音量調整をしても一向に構わないということになるわけ。

「で、君は？」

はっ、・・・（＾＾；

各部の電流出力（ｇｍ）はどうか。

初段２ＳＫ１１７は左右ともよく揃っていて−４６．９ｄＢ≒４．５ｍＳ。

２段目差動アンプの２ＳＡ８７２の左右も動作対称性は大変良く、低域で−３ｄＢ≒７００ｍＳ。高域の−３ｄＢポイントは３０ＫＨｚと、この電流出力（ｇｍ）特性が上の周波数特性を形成しているものであることが分かる。

赤が終段の２ＳＣ１７７５、青が２ＳＡ８７２の電流出力なのだが、残念ながら乖離している。コンプリといっても別種のトランジスタの組み合わせだからどうしても乖離は生じる。

最終的に出力に流れる電流がＲ１２の電流を測定した真ん中あたりの緑のグラフ。

これまでと違ってＲＩＡＡでイコライズされたグラフにならないのは、このアンプが電流出力アンプではなく、電圧出力アンプであるためだ。

その値は低域で−１３．４ｄＢであるからそのｇｍ＝２１４ｍＳ。よってこのアンプのオープンゲインは２１４ｍＳ×５０ｋΩ＝１０７００倍≒８０．６ｄＢと、上のグラフとぴったり。

こちらは高域下降を担当するセカンドイコライザー。

オープンゲイン（赤）は可聴帯域で６６．５ｄＢとファーストイコライザーに比べ１４ｄＢ少ないのは初段が２Ｎ３９５４となっているためだが、−３ｄＢポイントは１５ｋＨｚ程度となっている。これは初段の負荷抵抗が１８ｋΩと大きいためだろう。こちらもそれ以上の周波数では６ｄＢ／ｏｃｔで素直に落ちていく。これも位相補正は適切だ。

クローズドゲイン（青）の１ＫＨｚ以上のＲＩＡＡ下降曲線はループゲイン（緑）を増やすことによって得られていることが分かる。すなわち１ｋＨｚ以上でＮＦＢを増やすことによってＲＩＡＡの高域下降特性を実現している訳だ。これに伴ってループゲインの位相（黄）は５ｋＨｚ付近で４５°程度進む山を形成している。

ＮＦＢ安定度確保のために帰還回路に１．２ｋΩが付加されているのだが、その効果や如何に？
という訳でこれを取ったの同じ状態にして試してみる。

なるほど、クローズドゲイン（青）が２０ＭＨｚ付近で２ｄＢ程度のピークを有するようになった。

が、この程度なら大丈夫かもしれない。

こちらも各部の電流出力（ｇｍ）を観ておこう。

ファーストイコライザーと同様だ。
特にコメントはない。

と、徒然にやってきたシミュレーションはこの辺までとし、毎度のことだが最後にいつものお断りを。

以上のシミュレーション結果及びその解析には何の保証もないので悪しからず。また、登場した素子モデルについては何もお答えできない。ので重ねて悪しからず。

（２００５年１０月１４日）