（その５まではこちらへ）

その６（Ｎｏ−１２２）



モニカ・セッテルンド、なんてこの１枚しか持っていないが、針を下ろすと多少肉付いたおばさんの顔がそこに現れる。やや枯れて淡泊な歌い方だが適度にふくよかで包み込まれるような暖か味も感じさせる。ジャケットの写真では細面の美人っぽくて、この声から見えてくるイメージとちょっと違うなぁ・・・と思ったが、ジャケットの裏を見ると、これだ、これだ、この顔が歌っているに違いない、と納得した。

口の回りの空間がリアルで、何か“気”が伝わってくるような感じだ。Ｔｕｂｅ全盛の１９６０年代の録音で全体としてはそれなりの音なのだが、モニカの声にもエバンスのピアノにも血が通っている。

これで聴くレコードからは様々な感興が呼び起こされる。自然に演奏空間が広がって時に響きのリアルさに背筋がぞくっとしたりする。緻密で艶っぽく色っぽく、音像が深く立体感が出てＴｒプリアンプとは多少違った印象を受けるのはＮｏ−１２２で金田さんのおっしゃるとおりだが、演奏の“気”が良く現れる装置が良い装置だとすれば、Ｎｏ−１２２は多分良い装置なのだろう。

９１年９月号のＮｏ−１２２「オールＦＥＴスーパーストレート・プリアンプ」は、“忽然”と現れてこれ１回で過去２０年近くの金田式ＤＣアンプの歴史をある種否定、転換してしまった“断絶アンプ”

ＦＥＴは初段にしか使えない、ＦＥＴ１石の定電流回路は音が悪い、たとえ電源電圧変動に極端に強いＧＯＡアンプでも音のためにはレギュレーターが必要、など、それまでの金田式の教義はここであっさり覆された。

例えば、「ＦＥＴ定電流は音がか細く、弱々しく伸びやアタックの足りないエネルギーに乏しい音なのだ。・・・勿論ＦＥＴによって音が違う。色々交換してみても、Ｔｒ式定電流にかなうものは何一つ見つからない。・・・ＦＥＴはどうしてもＴｒでは代用できないアンプの初段に限って使うのが正しい使い方だろう。」と１年半前のＮｏ−１１４でも言っておられるのだが(^^;

しかも、バイポーラトランジスター、過去２０年近く金田式ＤＣアンプのキーデバイスだったこのバイポーラＴＲを使用したアンプはこれによって息の根を止められたが如くに霧散消滅し、以後、主が真空管、従が（ＭＯＳ−）ＦＥＴの時代に完全転移してしまった。

う〜ん、プリアンプにメタルキャンＴＲ（Ａ６０６、Ｃ９５９）を用いたＮｏ−１２１はいわば“超新星爆発”だったのだろうか・・・。は、ともかく、Ｎｏ−１２２とその直前のＮｏ−１２１の間には深い断層が横たわっている。


とは言っても無論“断絶”は表向きの現象。根元部分が確固・連綿として変わらないのが彼の方の真骨頂だ。

ことの真相は“真空管ＤＣプリアンプ”の出現によって半導体式が余儀なく一気に弁証法的な“止揚”をしたものだろう。すなわちＴＲ式ＧＯＡの礎上に真空管を触媒としてＮｏ−１２２が“忽然となった”・・・とでも言うべきか。

だから突然でも簡単に越えられる筈がない極みにある。この“断絶”は一種“超越”だから、半導体式ＤＣプリアンプではこれが一番良いのだ。

彼の方が９０年の“タイムマシン旅行”で６０年代から仕入れて来た真空管の“劇薬性”はかくも絶大だったのか・・・
このＮｏ−１２２だけでなく、Ｎｏ−１２１も“劇薬”に当たった結果だったのだが、残念なことにこれらをもってしても真空管には半導体には出せない何かがあるとの判定が下ったためか、以後ＴＲ式のみならずＦＥＴ式も含めて半導体ＤＣプリアンプの開発は止まってしまった。

ん・・・そうは言いたくはないなぁ。そうさ、あの時点で非常に高い完成度に達した半導体ＤＣプリアンプは、その後の半導体素子の絶滅の状況下であの時点の完成度を超える展開が遂に困難になったのだ、と言うのが正しい。

ふ〜ん(--　要するにもはや一つの“歴史的アンプ”と言いたいのかな？　　と聞かれて“ハイ”と答えては“ＤＣバカ”と呆れられそうだが、まあそういうことで(^^;

で、回路。

何とも美しく無駄がない。

言ってみれば２ＳＪ７２の差動アンプが二組なのだが、その動作を他の素子がごく当然の体で絶妙にサポートし、ＤＣ動作、ハイゲイン、理想ＮＦＢ、ＧＯＡ、ＶＧＡ等の高度な機能をシンプルに凝縮して小宇宙(kosmos)をなしている。まさしくＫ式ワールドだ。

こういうものは慈しみたくなる(^^)。ＡＣ電源なんて野暮。けがれないクリーンな電池電源で命を吹き込んでやらなければいけない。

レコードが身を削り、１０３がその意気に感じて埋もれた音の記憶を紡ぎ出し、こめられた魂が時空を超えてこの刹那にありありと結んで惜し気もなく消えてゆくのだ。魂のこもった機械でなければこの瞬間の美を表現し得る筈もない。

さてこのプリアンプ、「ＮＦＢの安定度が高い」とある。「電圧測定時にテスター棒を直接つないでも（直列抵抗不要）トラブルが生じない」そうだ。

そう、ハイゲインなイコライザーアンプを含んだプリアンプというものは実は気難しいもの。金田式の場合はさらに必要最小限の位相補正しかしていないこともあって、オフセット調整のためにイコライザー出力に直接テスター棒をつないだだけで発振して出力ＤＣが電源電圧付近に張り付いたりするのだが、これでも直列抵抗を挟んで同様に測って発振しなければ正常範囲である、というくらい微妙なバランスで成り立っている。

だからたとえ記事のとおりに作ったつもりでも部品のバラツキとか、配線の引き回しが違うとか、勝手に部品配置を変えたとかでトラブルが生じることがある。トラブルとは要するに発振のことだ。この場合オフセット調整が不能になるから簡単に分かる。

勿論そこで発振しないように、ＮＦＢ回路の１５００ｐＦにシリーズに抵抗（３．６ＫΩ）を入れたり２段目差動アンプに３ｐＦ、５ｐＦの位相補正Ｃを入れたり、アンプ出力にシリーズに抵抗（１０Ω〜１００Ω）を入れたりしている訳だが、Ｎｏ−１２２では、これらＴｒプリアンプでは不可欠なＮＦＢ安定化方策（発振対策）が不要だというのだ。

へ〜本当かいな、と作った以前の我がＮｏ−１２２は見事に発振した・・・(^^;　ので、それ見たことか！とＮＦＢ回路にこれ以前のＴｒプリアンプ同様に３．６ＫΩを挿入して発振を止めた経緯がある。のだが、今は記事通り３．６ＫΩは入っていない。また、この状態で位相補正の３ｐＦ、５ｐＦを外しても確かに発振しない。その状態でアンプ出力にテスター棒をつないでも何ら問題なくスムーズにオフセット調整が出来る。と、記事で金田さんがおっしゃるとおりのＮＦＢ安定状態になっている。

じゃあ、原因として考えられる違いは？、と考えると、今は２Ｎ５４６５（一部２Ｎ５４６２）が全てモトローラ製（本当にそうかどうかは知らないが外見上はモトローラのＭマークの付いたもの）ということしか考えられない。実はリニューアル前は博物館にある別の２Ｎ５４６５が使われていたのである。と言って、ここにまた別の２Ｎ５４６５を入れ替えて再現実験などする気はないので、本当のところは何も分からない。

ま、それはそれとして、こんなに安定なプリアンプだし、音も良いし、超高速プッシュプルレギュレーターも不要だし、部品も少なくて作りやすいし、ということで“真空管はちょっと難しそう”あるいは“劇薬に手を出すと中毒になってしまいそうで・・・”という方にお勧めすべきプリアンプなのだが、残念なことに肝心の東芝２ＳＪ７２がとうに入手不能。とあっては、何をかいわんや、ですかねぇ(^^;

２００２年１月３０日

追記

何をかいわんや、では、本当に何をかいわんや・・・と思っていらっしゃる方もあるかも知れないので、ちょっと追記(^^;

幻の２ＳＪ７２が入手不能では駄目か・・・、と簡単に諦めてしまう必要は必ずしもない訳で、実は現行品の東芝２ＳＪ７４を使うという手がある。

規格表でみるとＪ７２、Ｊ７４のｇｍはそれぞれ４０ｍＳ，２２ｍＳとまるでＪ７２がＪ７４の２倍もｇｍが大きいように思えるのだが、Ｈｉｇｈ−ｇｍのＦＥＴの大きなｇｍはドレイン電流を比較的多く流した場合に得られるものであって、ドレイン電流が少ない場合のｇｍはそれほど大きいものではなく、その辺の電流域ではＪ７２のｇｍは実はＪ７４のｇｍとそんなには違わないのだ。
また、規格表で、Ｊ７２のｇｍが４０ｍＳなのはＩｄ＝５ｍＡの数値なのに、Ｊ７４のｇｍが２２ｍＳなのはＩｄ＝２ｍＡの数値であって、Ｊ７４もＩｄ＝５ｍＡでのｇｍはそもそも３５ｍＳなのだ。

Ｎｏ−１２２では２ＳＪ７２の動作電流は約５ｍＡに設定されているので、そのドレイン電流でのＪ７２のｇｍは４０ｍＳだ。だからＪ７４のｇｍが４０ｍＳになるように電流設定をすれば、２ＳＪ７４でＪ７２の機能的代替は十分可能ということになる。
なんのことはない。２ＳＪ７４はドレイン電流８ｍＡでそのｇｍが４０ｍＳになるではないか。
だからＪ７２の代わりにＪ７４を用い、イコライザー、フラットアンプの２段目差動アンプの共通ソース抵抗２４０Ω、１２０Ωをそれぞれ１５０Ω、７５Ωに変更してＪ７４の動作電流を約８ｍＡに設定すれば、Ｊ７４使用のＮｏ−１２２は十分に成り立つのである。

ついでに言えば、この辺は「その４」で記した同じく２ＳＪ７２使用のＮｏ−１２８でも同じだ。
ただし、動作電流が増える分Ｊ７４のＩｄｓｓは大きくなければならないのでＶランクが必要になるだろう。

が、どちらにしてもその音まで同じか？どうかは試した訳ではないので保証の限りではない。ので悪しからず(^^;

２００２年３月６日

その７（ＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプ）


ある日、戸棚の中に佇むＣＬ−１０に目を止めた。

何となくそれを引っぱり出して来て蓋を開けるとこんなものが出てきた。→

しげしげと基板を眺めれば、これはＧＯＡタイプのストレートＭＣプリアンプに相違ない。

う〜ん・・・、ＣＬ−１０に収まっていることや、教義に反してＡＴ−１を使用せず独自に基板を起こしていることからして、かなり以前に作ったものに違いない。

懐かしい・・・

久しく構うことなく過ぎてしまったが、これはかつての我が家のメインＭＣプリ。

いつの間にか使わないままになっていた。

今となっては、詳細な構成がどうだったか、にわかには明瞭に思い浮かばない・・・（＾＾；

ので、回路図を起こしてみれば、

結果、多少独自な部分もあるが、これは基本的に「時空を超えた音楽再現」上巻１４０ページのＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプだ。

が、回路図のとおり音量調整用のアッテネータが付いていない。

そうだ。その昔これをＭＣイコライザーとして、アッテネータは外付けで使っていたのだった。

久しぶりに音を出してみようではないか。と、もはや水銀入りネオハイトップは存在しないので鉛バッテリーを電源にして聴いてみる。

う〜ん・・・良い音だ。（爆）（＾＾；

・・・・・・

が、何故かぱちぱちといったノイズが多いような気がする。

システム全体を電池電源で聴いていた昔はこんな事は無かったように思うのだが、これは基板の劣化などの経年変化によるものか、はたまた今はシステムにＡＣ電源機器が介在するためなのか。

いずれどうもこれは発振ぎりぎりの時の症状のようにも感じられる。

この際、リニューアルすべきか。

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が、単に組み直すのでは面白くないのでので、その前にＰＳｐｉｃｅ（評価版）でこのＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプのＳｔｕｄｙ。

って、実はちょっと気になる点があるのだ。

で、ＲＩＡＡの低域上昇を担当するファーストイコライザー。

そのゲイン／周波数＆位相特性を観る。

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赤がオープンゲイン、水色がその位相。青がクローズドゲイン、ピンクがその位相。緑がループゲイン、黄色がその位相。

オープンゲインは低域で１０７ｄＢで、１ｋＨｚでも９０ｄＢに達している。１ｋＨｚにおけるクローズドゲイン設定が４３ｄＢであるため、１ｋＨｚにおけるループゲインは４６．５ｄＢ程度だ。このループゲイン≒ＮＦＢ量となる訳だが、さすがに理想ＮＦ型イコライザー。その量が可聴帯域ではほぼ一定で、低域でもマイナス４ｄＢ弱程度だ。したがってその位相（黄色）も５０Ｈｚ付近でプラス１０°程度しか乖離していない。

ループゲインが０ｄＢに沈むポイントは５ＭＨｚ弱だが、そのポイントにおけるループゲインの位相回転は−１１０°程度と−１２０°の安全範囲以内だ。すなわち位相補正は適切という結果で、したがってクローズドゲイン（青）には何のピークも生じていない。

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実動作時にはセカンドイコライザーの入力抵抗８２０ｋΩがパラに出力に繋がることになるので、その分ＲＩＡＡイコライザー素子に対するドライブインピーダンスが下がってしまう。

このＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプはファーストイコライザーＲＩＡＡ素子に１５０００ｐＦと２７０ｋΩを用いており、そのインピーダンスが低いので、ドライブインピーダンス低下の影響はその分小さいのだが、それでもやはり低域のオープンゲイン（赤）は１０５．５ｄＢと２．５ｄＢ程度小さくなった。その結果、ループゲインの中域に対する低域の低下も５ｄＢ強と広がりその位相の乖離も５０Ｈｚ付近で１８°程度と大きくなっている。

が、これでも実に理想的な理想ＮＦ型イコライザー状態にあると言えるだろう。

と、ここまででは思える。（＾＾；

次に各部の電流出力（ｄＢ）を観る。
位相補正は効かないようにその値を極小にしておく。

初段の電流出力は−４６．５ｄＢ程度でＭＨｚ領域まで直線だ。ここではｇｍ＝１Ｓが０ｄＢなので、−４６．５ｄＢ≒４．７ｍＳ。

２段目の電流出力は−４ｄＢ程度だから≒６３０ｍＳ。
その周波数特性は１００ｋＨｚ程度まで一定でそれ以上の領域では低下するが、これは２ＳＡ８７２Ａのｆｔ（トランジション周波数）によるものだ。

で、ここで多少気になるのがオレンジ色、すなわちカレントミラートランジスタＱ１０（２ＳＣ１７７５）の電流出力だ。

グラフのとおり２段目の他のＴＲの電流出力に対し高域でも１ｄＢ強小さく、低域では９ｄＢも小さくなっている。

このＱ１０（２ＳＣ１７７５）の電流出力の低域での低下は１ｋＨｚから徐々に始まっており、これはＲＩＡＡイコライザー素子のインピーダンスが１ｋＨｚから高まっていくことに起因していると判断するのが妥当だ。

となると、これはカレントミラーＴＲＱ１０（２ＳＣ１７７５）の出力インピーダンスがＲＩＡＡイコライザー素子のインピーダンスより低いということを表す訳だが、これがちょっと気になるのだ。

何故なら、理想ＮＦ型イコライザーは、ＲＩＡＡイコライザー素子を全周波数エリアでそのインピーダンスより高いインピーダンスでドライブすることにより実現するものであるからなのだが、このグラフの結果は、２段目差動アンプの動作について、カスコード出力となるプラス側は十分に高い出力インピーダンスなのに、カレントミラー折り返しのマイナス側の出力の出力インピーダンスが十分に高くなく、結果これらのＰＰ動作の対称性が十分でない可能性を示唆しているのである。

確かめてみよう。

そのためには、出力上下を分割し、入力に正弦波を入れ、上下出力をそれぞれ観測すればよい。

まずは２０Ｈｚ、負荷は１ＭΩとする。

このイコライザーの場合負荷は低域でも１ＭΩまで高くはならないのだが、Ｋ式通例のＲＩＡＡイコライザー素子（８２０ｋΩ＆５１００ｐＦ）の場合は次段入力抵抗８２０ｋΩとのパラで４２０ｋΩであり、Ａ級ＰＰ動作ではそれぞれから見たインピーダンスはその倍で８２０ｋΩということであるから、分かりやすく１ＭΩ。

結果。

やはり。残念ながら予想どおりだ。

プラス側出力（緑）は６．１Ｖなのに対し、マイナス側（赤）は２．１Ｖと１／３弱でしかない。

１／３弱≒−９ｄＢ。だから、これが上での電流出力（ｄＢ）が低域で−９ｄＢという結果の理由である訳だ。

カレントミラー折り返しの２ＳＣ１７７５側の出力インピーダンスの高さが足りないのだ。

−９ｄＢをどう評価すべきかについては議論がありそうだが、どうもこうして実際の出力波形を見てしまうと、対称動作を追求するＫ式ＤＣアンプのＰＰ動作としてはどうかと思えてしまう。（＾＾；

もっとも、それぞれの波形はプラスマイナスで対称な紛れもない正弦波であるから、これでＰＰ動作の結果波形のプラス側マイナス側が非対称になってＤＣ歪みが発生するというものではなく、動作自体に問題があるものではない。ので、念のため。

続いて１ｋＨｚ。負荷は１００ｋΩ。

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負荷が１／１０となって、相対的にカレントミラー側の出力インピーダンスが高くなった結果、大分マイナス側（赤）の波形も大きくなった。

が、まだプラス側（緑）には追いつかない。

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次に２０ｋＨｚ入力、負荷は１０ｋΩ。

負荷が１０ｋΩと小さくなって、ようやくプラスマイナスの出力が見た目にも対称と言えるレベルまで揃った。

まだ完全に一致はしておらず、これでもマイナス側（赤）がやや小さいのだが、この程度なら許容してもよいように思える。

で、結論としては、この回路構成ではやはりカレントミラー側の出力インピーダンスが足りないのである。

そしてその出力インピーダンスが足りない理由は、このワイドラー型カレントミラーの精度向上のためのバランス抵抗Ｒ１１＆Ｒ１２が小さく、結果２ＳＣ１７７５に掛かる電流帰還量が不足しているためだ。

この場合、必要な出力インピーダンスの高さを確保するためには、このようにＲ１１＆Ｒ１２には１ｋΩ程度は必要なようだ。

まず２０Ｈｚ入力。負荷１ＭΩ。

完全とは言えないが、マイナス側（赤）はプラス側（緑）の８割には達しており、かなり改善されたことが分かる。

次に、１ｋＨｚ。負荷１００ｋΩ。

これなら十分な対称動作だ。

もう結果は見えているが、最後に２０ｋＨｚ。負荷１０ｋΩの場合。

予想通り。これならプラスマイナスの動作対称性もカレントミラーによるＰＰ動作の対称性も完璧レベル。

で、ここで愚考する。

理想ＮＦ型イコライザーの理想の実現のためには、アンプの無帰還時の出力インピーダンスを可聴帯域全体でＲＩＡＡＮＦＢ素子のインピーダンス以上に高める必要がある。“音楽を愛する電子回路”上巻によれば通例のＲＩＡＡ帰還素子のインピーダンスの絶対値は２０Ｈｚで６５０ｋΩ、１ｋＨｚで６７ｋΩ、２０ｋＨｚで６．９ｋΩ。だから、現実的にはこの低域におけるインピーダンスの上昇に対応することが課題だ。

２段目差動アンプがカスコード化されている理由の一つは、それを実現するために違いない。

なのに、２段目差動アンプ右側出力とＰＰ動作をすべきカレントミラー側の出力インピーダンスは何故か省みられることがなかったかのよう・・・。

Ｋ式の歴史をひもとくと、実はこのカレントミラーのバランス抵抗は初期（理想ＮＦ型イコライザーが出現したＮｏ−８５）には１．５ｋΩだった。それが徐々に小さくなって（小さくなった理由としては電池電源を使用することから電源電圧有効利用率を高めたいという理由もあったものと思われる。）最終的に８２Ωと９１Ωという不変の値となったのはＮｏ−１０５の３ｃｈ１０Ｗステレオパワーアンプにおいてだ。

以後、パワーアンプもプリアンプも全てこの値になったのである。

Ｎｏ−１０５に何故これを８２Ωと９１Ωにしたかについての説明がある。

それは、入力に三角波を加え、ここでのシミュレーションと同様に出力上下を分割してそれぞれの出力波形を観測し、カレントミラーの電流バランスを観ることで、「区別が付かないほど合同な波形が得られ、理想的なプッシュプル合成が出来る」ものとして採用されたのである。

が、問題は、その観測がパワーアンプの回路で行われ、当然その時のアンプの負荷はＧＯＡパワーアンプで採用されていた例の５．６ｋΩだということである。

負荷が５．６ｋΩ（Ａ級ＰＰなので上下分割して観測する場合は１１．２ｋΩにすべきなのだが（＾＾；）であれば、上で負荷１０ｋΩでもかなりバランスがとれていたことから、これでもバランスがとれることが明らかだ。

実際シミュレートしてみると、

この通りだ。

が、これは負荷が５．６ｋΩ以上に高くなることのないパワーアンプだから採用できる結果だ。ということがこれまでのシミュレーション結果から明らかだ。

要するに８２Ω＆９１Ωの組み合わせによる電流バランスの測定結果は、負荷が５．６ｋΩのパワーアンプと違いそれが２桁高い数１００ｋΩオーダーとなるＭＣプリアンプにまでは直ちに採用できないはず。

なのにＮｏ−１０５以降、パワーアンプのみならずプリアンプにもこの８２Ω＆９１Ωの組み合わせがあまねく採用された。（実は次のウィルソン型採用まで１年間なのだが、ちょうど「時空を超えた音楽再現」が発行されたのがこの時期で、それに掲載されたアンプが全てこの組み合わせなのであまねく採用された感を強めるのだ。）

のは何故か？　は、勿論Ｎｏ−１１４に記されているとおり、「電流帰還作用が音を抑圧し、感動を弱める」ためということだったのだが、・・・どうもそれはレギュレーターにおけるバランス抵抗排除の効果から一般論として敷衍された感なきにしもあらず。ですなぁ（＾＾；

まぁ、明らかな事実として、ここにおいてＫ式ＭＣプリアンプは、理想ＮＦ型イコライザーの実現を標榜しながら、一方でそれを阻害しかねない回路構成を採用するという矛盾を抱えてしまった。ということだ。

この点については先生もご承知の上のことだったのだろうと推察申し上げるのだが、（＾＾；

そのために登場したのが、１年後のＮｏ−１１３で採用されたウィルソン型カレントミラーだったのだ。と思われる。

これはＱ１０の電流変化分がＱ１２で検出され、その結果がＱ１１によって増幅されてＱ１０の入力にＮＦＢとしてフィードバックされる強力なアクティブ型電流帰還回路だ。抵抗でＱ１０自体のｇｍを出力インピーダンスに回す従来回路以上の電流帰還が掛かることが予想される。したがってＱ１０の出力インピーダンスは大幅に高まるだろう。

早速このウィルソン型カレントミラーの効果を確かめてみよう。

まずは２０Ｈｚ、負荷１ＭΩ。

これでもう明らかになるはずだ。

このとおり。

マイナス側（赤）もプラス側（緑）の９５％程度の振幅に達している。ほぼ十分な対称性だ。カレントミラーＴＲであるＱ１０の出力インピーダンスが、プラス側のカスコードＴＲＱ９の出力インピーダンス並に高まったのだ。

１ｋＨｚ、負荷１００ｋΩ。

もう完璧レベルだ。

もはや見るまでもないが、２０ｋＨｚ、負荷１０ｋΩの場合。

予想通り完璧。

という訳でウィルソン型カレントミラーの導入で矛盾は解消されたのだ。音も言わずもがな・・・かな（＾＾；

と、妖しいシミュレーションをしているうちに、リニューアルはなった。

なんと！　ＡＣ電源になってしまった・・・（＾＾；

回路はこう。

いまさら別途音量調整機器の必要なＭＣイコライザーのままにしておく気にはなれないので、Ｎｏ−１１６から採用されたＶＧＡによる音量調整機能を採用した。

これに伴って分配型イコライザーは廃し、ファーストアンプにＲＩＡＡイコライズ機能を全て果たさせる構成とする。

ＭＣプリのこの構成は、Ｎｏ−１１６以降現在まで続く不変の構成になっているが、それは電流出力アンプで理想ＮＦ型ＲＩＡＡイコライズを行い、音量調整機能を果たして、低インピーダンスのパッシブチャンネルデバイダーをドライブすることも前提とする、という相反する要求に応える最も合理的な構成だから。（その意味でＮｏ−１１６はＫ式第２世代のＧＯＡの完成型）

ＲＩＡＡイコライザー素子は例のない定数となっているが、２７０ｋΩと１５，０００ｐＦをキャリーオーバーするためにこうなった。が、これでＲＩＡＡイコライザー素子のインピーダンスが通例の組み合わせの１／３となって、結果オープンゲインも１／３≒−１０ｄＢとなって、過剰気味なオープンゲインのＧＯＡＭＣイコライザーにはかえってＮＦＢ安定度確保上都合が良い。し、理想ＮＦ型イコライザー実現のために必要となるオープンゲイン時のアンプ出力インピーダンスも１／３で良くなるので、この点でも都合が良い。

問題は、ウィルソン（フィードバック）型カレントミラーを採用しないで、ＭＣイコライザーの方はバランス抵抗１ｋΩの、フラットアンプの方は同じく２２０Ωのワイドラー型カレントミラーを敢えて採用した点か（＾＾；

ま、これは電流帰還が本当に悪いのかちょっと試してみるため。って、電流帰還が悪いなら現代完全対称型ＭＣプリは成り立たないと思うのだが・・・（＾＾；（このＭＣプリＥＱのカレントミラーのベース側の１ｋΩを５．１ｋΩとし１Ｓ１５８８を撤去すると完全対称型の終段マイナス側に変身。）

こちらはその電源部。水銀入りネオハイトップなき今、敢えて電池式のままにしておく気力もなくなったので、使い勝手から言えば抜群のＡＣ電源に堕落することにしたのだ。

って、出力がエミッタ接地であってフォロアを使っていないのはこの構成のＧＯＡも最新の完全対称型も同じであって、であれば、完全対称型がＡＣ電源で良いならばこの構成のＧＯＡだってＡＣ電源で良いはずではないか。という気持ちもある。（＾＾；

ついでにノンレギュレーターにしてしまおうか、とも思ったが、折角の１０．５Ｖレギュレーターが使われていたので、これの抵抗を一部交換して１７．５Ｖレギュレーターとしてキャリーオーバーすることにした。

±１７．５Ｖにしたのは、アンプ側でカレントミラーのバランス抵抗に大きいものを使うことによって電源電圧利用効率が下がることに対応するというのが最大の理由だが、頂き物ｍ（＿＿）ｍの電源トランスとの組み合わせもちょうど良かった。

ついでなので、余計なことをひとつ。

この形式のレギュレータの定電流回路の電流設定抵抗、ここではプラスマイナスとも４７０Ωを採用しているが、実はこれは個体ごとに要調整だ。勿論ばらつき対応という面もあるのだが、本質的には消費電流に合わせてレギュレータープル側２ＳＢ７１６と２ＳＤ７５６のアイドリング電流を適正値（５〜７ｍＡ）に合わせるための作業である。実はこの電流はレギュレーターの負荷であるアンプ側の消費電流によって大きく変わるのである。実際測定してみると無負荷ではこれに数１０ｍＡ流れる。負荷側の消費電流が増えるほどにこのアイドリング電流は減少していく。よって、負荷となるアンプの消費電流に合わせてこの部分を個体ごとに調整する必要があるのだ。

って、別に面倒ではなく、事前にアンプ側の消費電流を計算し、これと同様な消費電流になる抵抗をレギュレータ出力に仮付けして調整すれば良い。

アンプもレギュレーターもＫ先生の製作例どおりの組み合わせで作る場合は特に問題ないが、レギュレーターだけ他に流用する場合は留意が必要な部分だ。

仕上がり具合はどうか。

まずはイコライザー。

フラットアンプが繋がった実働状態のイメージで負荷に８２０ｋΩをパラに繋いでおく。

オープンゲイン（赤）は低域で１０９ｄＢ。１ｋＨｚでも８８ｄＢと十分だ。クローズドゲイン（青）設定は１ｋＨｚで４１．５ｄＢであり、したがってループゲイン（緑）は１ｋＨｚで４７ｄＢだが、理想ＮＦ型イコライザーとしての理想度が例外的に良く、負荷に８２０ｋΩがパラになっているにもかかわらず、ループゲインは１Ｈｚから２０ｋＨｚで２ｄＢ以内の乖離と収まっている。その位相（黄）も可聴帯域で＋７°、−１５°以内の乖離だ。

位相補正の設定もＲＩＡＡイコライザー素子４７００ｐＦにシリーズの高域帰還制限抵抗１．２ｋΩが効果的に効いて、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈むポイント（１２ＭＨｚ付近）におけるその位相回転（黄）は−１１５°程度に収まって、結果クローズドゲイン（青）には何のピークも生じていない。

実機も全く安定で、何の調整を要することもなく一発で完成した。

問題のワイドラー型カレントミラーに１ｋΩのバランス抵抗だが、出力上下のＰＰバランスはどうだろうか。

まず、２０Ｈｚだが、このＭＣプリはＲＩＡＡイコライザー素子のインピーダンスが通例の１／３なので、負荷はこれまでの半分の５００ｋΩで見れば良いだろう。

上のウィルソン型カレントミラーでの負荷１ＭΩの場合の９５％には及ばないが、これでもマイナス側（赤）はプラス側（緑）の約９０％にはなる。これなら十分ではなかろうか。

１ｋＨｚ、負荷５０ｋΩ。

もう十分に対称なＰＰ動作だ。

最後に２０ｋＨｚ、負荷５ｋΩ。

完璧なＰＰ動作だ。

ついでに言えば、この場合プラス側マイナス側の振幅の位相にずれが全くと言って良いほどない。これは多少プラス側に遅れが見られる完全対称型に比して優れる点だ。

次にフラットアンプの方だが、まずこれはリフレッシュ前のセカンドイコライザーのイメージ。

各部の電流出力（ｄＢ）の状態を観ると、

特に問題とすべきレベルではないのだろうとは思うのだが、やはりＱ５のカレントミラーＴＲ２ＳＣ１７７５の電流出力（オレンジ）が２０ｋＨｚ以下で低下して１ｋＨｚ以下ではマイナス１ｄＢの乖離がある。

これは負荷５１ｋΩに対しても２ＳＣ１７７５の出力インピーダンスが十分ではないことを表している。

シミュレーションによれば、これを完全にするにはバランス抵抗には２２０Ωは必要だ、との予言だ。

このように負荷５０ｋΩでもカレントミラー２ＳＣ１７７５の電流出力（オレンジ）は低域まで一直線となった。

ただ、微妙にオレンジはプラス側のＱ４のカスコード出力（水色）より小さい。

入力１ｋＨｚ、上下を分割して負荷１００ｋΩで出力波形を観てみると、

やはり、マイナス側（赤）の振幅がプラス側（緑）より微妙に小さい。が、この程度なら十分だろう。

実際、このフラットアンプでは音量調整のためのスケルトンＮＦＢ抵抗の組み合わせ最大値は２３．８ｋΩであるから、アンプの負荷はそれ以上にはならない。

そこで、同様に４０ｋΩを負荷にしてシミュレーションした結果がこれなのだが、十二分なＰＰ動作だ。

で、仕上がりはどうか。

負荷はパラメトリックに３．９ｋΩ、６．１ｋΩ、１０ｋΩ、１５．６ｋΩ、２３．８ｋΩ。ＶＧＡ抵抗値の設定どおりだ。

グループが四つある。一番上がループゲインの位相。これだけ縦軸は２の方で単位は°。他は１の方で単位はｄＢ。

上から二番目がオープンゲインのグループ。上から負荷が２３．８ｋΩ、１５．６ｋΩ、１０ｋΩ、６．１ｋΩ、３．９ｋΩの場合だ。

上から三番目はループゲインのグループ。１ｋＨｚ以下では負荷にかかわらず一定値だ。これこそ正にオープンゲインとクローズドゲインを同時に同量変化させ、クローズドゲイン設定（ボリューム調整）にかかわらずＮＦＢ量は一定というＶＧＡの意味であり、ここではその理想が理想的に実現している。ループゲイン≒ＮＦＢ量であるから、このフラットアンプのＮＦＢ量は低域で約５４ｄＢで一定。

一番下がクローズドゲイン。これも上から２３．８ｋΩ、１５．６ｋΩ、１０ｋΩ、６．１ｋΩ、３．９ｋΩの場合だ。これを観ると位相補正は適切なようでどの場合にもピークは生じていないことが分かる。
のだが、実はこれでぎりぎり最小限であって、３．９ｋΩを省いて完全対称型のようにユニティゲインにすることや、位相補正を５ｐＦと３ｐＦの組み合わせにすることはやめた方が良いよ、とシミュレーションが示してくれる。ので、実機もこの回路となったのである。

おかげをもって実機は何のトラブルもなく完成し、リニューアル前にあったぱちぱちノイズもなくなり、ブーンというハムもなく、ＭＣプリにはめずらしく作りっぱなしで完成ということになった。（＾＾）

なお、負荷２３．８ｋΩの際のループゲインの位相が５ＭＨｚ付近で飛び跳ねるような体を示しているのは実は不吉の予兆だ。これは２段目左側の位相補正Ｃの５ｐＦを１０ｐＦにすると解消する。ので何らかの異常が表出した場合はこのＣを１０ｐＦに変更するかもしれない。

さて、問題はその音の出来だが、私の駄耳ではこのカレントミラーの１ｋΩ（フラットアンプは２２０Ω）のバランス抵抗による電流帰還作用が音を抑圧し、感動を弱めるという感じは全くしないのであった。（＾＾；

むしろ逆で、全体の躍動感や低域のエネルギー感は抜群だし、レコードとは思えない充実して密度の高いこの音は正に金田式ＤＣアンプの音そのものだ。

この全体の躍動感や低域のエネルギー感は、やはり理想ＮＦ型イコライザー効果で低域まで均一なＮＦＢによるのではなかろうか、と、第一世代のＮｏ−６９との聴き比べで感じる。Ｎｏ−６９も単体で聴く分には悪くないが、これと聴き比べるとやや大人しく、優しい響きだと感じられる。

では、完全対称型と比べてはどうか。まずは最近改良したばかりのＮｏ−１２８？を聴いてみると、これもやはり理想ＮＦ型イコライザーだ。その鳴りっぷりはこのスーパーストレートＧＯＡと同様で、全体の躍動感と低域のエネルギー感は抜群かつ爽快だ。そして、まるで音楽の盛り上がりに限界がないように気持ちよく伸びやかだ。違うとすればやはりこの辺の制動感の差だろうか。レギュレーターを搭載し、ＮＦＢも全体的に１０ｄＢ程度多いと思われるこのＧＯＡプリはこの辺の制動感が過剰かもしれない。が、それは大した違いではない。ＧＯＡの方だってこの辺は立派なものなのだ。

次にＮｏ−１６８だが、これはちょっと音色が違う感じがする。これまでのものは全て２段目が２ＳＡ７２６Ｇなのだが、これは２段目が２ＳＪ１０３。もしかすると２ＳＪ１０３のこの音の方が無色なのかも知れないが、２ＳＡ７２６Ｇの音色に馴れてしまっているためか、ちょっと淡泊に感じてしまう。が、駄耳なのでしばらく聴いているとこれも気にならなくなってしまう。（爆）（＾＾；　とは言え、私の耳にはＮｏ−１６８より我がＮｏ−１２８？の方が合っている感じがする。

ここまで書いてしまうと、ハイブリッドのＮｏ−１７０にも触れなければならないか。（＾＾；　
これはこれまでの半導体式に情報量や明瞭度で一切引けを取るところはない。サブミニ真空管でソケットレスであることが効いているのだろうか。また、我がＮｏ−１７０は２段目差動アンプにオリジナルの２ＳＪ１０３ではなくモトローラ２Ｎ５４６５を起用したためか２ＳＪ１０３のようなモサッとした感じ、と言うかあっさりした感じはなく抜群の切れ味だし、真空管の音色にも魅力的なものを感じる。また、全体の躍動感も音の伸びやかさも半導体完全対称型と同様なレベルで実に素晴らしい。ただ、真空管の音色にも関連するのだが真空管の振動によるものかどうかある種の響きが加わり華やかな感もある。これは聴きようによっては良し悪しか。私の駄耳では時にこの辺素直な半導体式で聴きたくなることもある。

総じて今回リニューアルしたＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプは、我がＮｏ−１２８？に近い音で、これらに十分伍して渡り合えるものになった。と思う。

以上、我が試聴結果については、私が駄耳であること、及び、私のＭＣプリアンプはいずれも何らかの改造が施してあるためオリジナルとは違っていることなどから、一切真に受けてはいけません。（＾＾；

また、毎度の事ながら、以上のシミュレーション結果及びその解釈には一切保証がないので悪しからず。また、シミュレーションに登場した素子モデルについては、何もお答えできないので重ねて悪しからず。

２００５年１１月２７日

その８（ＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプのその後）

めずらしく何の調整を要することもなく一発で完成したと思っていた我が改良型ＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプ。やはり世の中そんなに甘いものではない。何故かある日突然調子が悪くなって、パワーアンプの保護回路を働かせるとともに、動作異常に陥ってしまったのだった。

えっ！？っと思って蓋を開け早速診断してみると・・・やはりオフセットが異常になっている。オフセット電圧が大きいし、その振る舞いがおかしくなっている。フラットアンプのアッテネータの位置によってこれが上下したりするし、手を素子のそばにかざしただけでもこれが上下する。し、切り替え時にショックでも受けたようにオフセット電圧が跳ね上がって戻ったりする。テスターだけで観測できる現象なのだが、こういうのは完全に発振だ。しかも両チャンネルとも。えぇぇぇぇ・・・！？

・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・


ふ〜む。この前までまともに動いていたものが、何を変えたわけでもないのに突然発振状態になってしまうというのは初めての経験だ。何も変えていないのだから原因が思いつかない。考えられるのは、使い回しの古い部品ばかりで出来ているので、経年変化で半導体のどれかが劣化したのではないか。というぐらいなのだが、・・・ならば、両チャンネルとも同時におかしくなるというのも変だ。し、よくよく観察すると、両チャンネルのイコライザーとフラットアンプ、要すれば計４台のアンプが全て発振しているではないか。

イコライザーが発振してしまえばその出力を受けるフラットアンプも外見上発振状態になるのは当たり前なので、取り敢えずイコライザー側の位相補正Ｃを大きくしてみたのだが、なんとこれを１００ｐＦにしても直らないのだった。

・・・・・・う〜ん、・・・・・・


と、まぁ、そこから苦難の調整がはじまったのだが、その間の試行錯誤、難行苦行は省略するとして、最終的に発振を止めることには成功し、結果、回路はこのようになったのである。（＾＾）


こうしてみるとあまり変わっていないようなのだが、変わったのはイコライザー側では２段目差動アンプ共通エミッタ抵抗が１２０Ωから１８０Ωになったこと、フラットアンプ側では同じく２段目差動アンプの共通エミッタ抵抗が６８Ωから８２Ωになったこと、２段目差動アンプ右側の位相補正Ｃが１０ｐＦから５ｐＦになったこと、そして、ＮＦＢ回路でもあるアッテネータの接続点が４７Ωの出力側になったことの４点だ。なお、２段目差動アンプ左側の位相補正Ｃが無くなっているが、これはここにＣを付ける意味はないと思われることから取り去ってしまったもので、今回の発振にともなう対策ではない。また、Ｌチャンネルフラットアンプオフセット調整用の抵抗値もちょっと変わったのだがこれも今回の発振とは関係なく再調整しただけのもの。

で、結論的には、原因の主要な要素はＶＧＡ実現のためのアッテネーターの配線であったようだ。

今回はケースをキャリーオーバーする関係上、写真で分かるように基板とロータリースイッチとの位置関係が悪く、この間の配線が非常に長くなってしまっている。今考えればもっと工夫のしようはあったと反省しているのだが、ともかく我が今回の作例の諸悪の根元はここにあったと思われるのである。結局、今回はこのＶＧＡ用配線が長い場合でも安定に動作する手法を試行錯誤したということになる訳だ。（＾＾；

その手法で最も効果的だったのが、フラットアンプ出力の４７Ωの出力側からロータリースイッチへの配線を引き回すということだったのである。

実は、上の回路図の段階に至る直前の段階では、イコライザー側の位相補正を２０ｐＦ、フラットアンプ側のそれを３９ｐＦの組み合わせとすることによって発振が止まっていて、調整疲れもあって、もうそれで行こうかとも思っていたのだが、もしやと思ってフラットアンプ出力からアッテネータに向かう大栄電線の接続点を回路図のとおり４７Ωの出力点側に移したところ、驚いたことにグッと安定度を増したのである。その効果は実に劇的で非常に驚いたのだが、結果、回路図のとおりの位相補正でも安定動作するようになったのであった。

というように、今回もまた多少の勉強をしてしまった。ので、忘れないように要点を記しておこう。（＾＾；


�@プリアンプではイコライザー部が発振すればフラットアンプ部も発振状態を呈するのは当たり前なのだが、逆にフラットアンプ部が発振した場合にもイコライザー部がつられて発振してしまうようだ。これは電源を通じての干渉だろうか。

�A発振はＤＣオフセットの異常として簡単に観測可能だ。フラットアンプなど単体での調整時には小さなオフセットだったものが、アンプ全体を組んでケーブルも繋いでケースに組んだあと大きくなってしまうという場合は、発振によるものと考えてほぼ間違いない。色々な要素が加わって位相余裕が無くなってしまったのだ。位相補正を増やすなどの対策が必要だ。

�B今回、微少にでも発振している状態ではフラットアンプのアッテネータの切り替えによってイコライザー出力のオフセットＤＣ電圧が変動するという現象が発生するということが分かった。これは、発振がイコライザー側にある場合も逆にフラットアンプ側にある場合も同じのようだ。発振の規模とここのＤＣオフセットの変動具合は比例するようであるので、ここは調整のメルクマールとして最適ポイントだ。

�Cブーンというハムや朝鮮語のラジオ放送が聞こえたりする現象は、この発振状態と密接に関連している場合がある。要するにアンプが正常状態にあるように見えて実は未だ微妙に発振状態にある場合に、ブーンというハムや朝鮮語のラジオ放送が聞こえたりする現象が発生するようだ。特にハムやラジオ音声が一定音量ではなく、ケーブルを動かしたり、プレーヤーのアームを動かしたりということに伴って変動する場合はまずこれに間違いない。

�D位相補正Ｃの増加以外の発振対策として、

　イ　２段目差動アンプの共通エミッタ抵抗を増やして２段目差動アンプの動作電流を小さくすることも効果的だ。これはＭＨＩさんがＨＰに書かれていたので試してみたのだが、我がＭＣ専用ストレートＤＣプリでも特にイコライザーの方で効果的だった。そこで今回イコライザー側のそれが１２０Ωから１８０Ωに増えているのである。これは動作電流が減ることによってｈＦＥが減りオープンゲインが小さくなるためか、高域で低下するＮＦＢ素子のインピーダンスへのドライブ能力が減少することによりかえって上手く高域発振に至りにくくなることなどが原因として考えられる。が、高域で低下するＮＦＢ素子のインピーダンスへのドライブ能力が減りすぎるのも問題なので（実際ＧＯＡ時代の先生の作例でもイコライザー側の動作電流値設定は多め。）、調査中は３３０Ωまで増やして効果を実体験したが、最終的には両者の折り合いも考えて１８０Ωとしたのである。

　ロ　２段目差動アンプのカスコードアンプの設定ツェナーダイオードによって与える２段目差動アンプコレクタ−エミッタ間の電圧を小さくすることが効果的だ。とは全く驚いた。これは特にフラットアンプの方で効果的だった。フラットアンプ側は改良前ここは１Ｓ１５８８の３個で与えていたものを、電源電圧を大きくしたこともあって改良後はＨＺ４Ｂ２で与えていたのだが、もしやと思ってこれをＨＺ３Ｃ２に交換してみたのである。そうしたところ、な〜んと、安定度が一挙に高まってフラットアンプの位相補正Ｃは５ｐＦでもほぼ安定な状況になったのである。最終的には次のハの対策によってＨＺ４Ｂ２でより高い電圧を与えても安定になったのでＨＺ４Ｂ２に戻してあるが、電池式ＧＯＡ時代に電源利用効率を最大限にするためということで用いられていたこの手法は、もしかすると動作安定性確保のためでもあったのではないかと思えるほど効果的なものだった。２段目差動アンプのトランジスタをコレクタ−エミッタ飽和電圧ぎりぎりで動作させることによってトランジスタの特性は当然変わる筈だ。それによって高域のゲインや位相状態が変わるのだろう。それがこの現象の理由に違いない。

　ハ　アンプ出力にシリーズに繋ぐ小抵抗。これは教科書にも良く書いてあるとおりで、後ろに繋がるケーブル等の容量等の影響で位相余裕が減ることを防止してくれる。今回もしやと思ってＶＧＡのためのアッテネータ配線を４７Ωの出力側に移してみたのだが、それでこれほど安定になるとは思わなかった。今回はアッテネータの切り替えやＶＧＡケーブルの配置等によって発振状態（オフセット）が変動し、原因自体はここにあることは明らかだったので、最終的にはケースを変えて配置から根本的にやり直さなければ駄目かとも思ったのだが、有り難いことにこの対策を見つけたことで大団円となったのだ。（＾＾）

　ニ　イコライザー入力にシリーズに繋ぐ小抵抗。これは先生の作例でも真空管アンプで良く用いられている。ＷＥの高ｇｍの初段管を起用する場合に必要とされているものだ。今回、最終段階で入力に２５１１を繋いだ訳だが、どうもそうするとやはり安定度がちょっと悪くなるのである。というのは、現象的に多少のハムが出て、フラットアンプに多少のオフセット電圧が加算されるのである。アンプの動作的には問題はないのだが、位相余裕が減ったことには間違いがなさそうだ。これは真空管式のように１００Ωのスケルトンでもシリーズに入れれば解消するだろう。とは思ったが、今は配置場所がないので取り敢えずは入れていない。

　ホ　アースの引き回し。が重要かと思って、一般の自作真空管アンプにおけるアース母線方式のような配線も試してみた。のだが、これは要素としては主ではなく従にすぎないのではないか、というのが結論。まずはアンプ自体の位相補正が適切でなければ駄目で、位相補正が適切になれば、この程度の長さの配線ならいわゆるＫ式の配線手法で何も問題ないようだ。このストレートＤＣプリアンプのアース配線も各レギュレーターに分かれて、それぞれから左右チャンネルの基板に配線するという元の状態に戻っている。要するに、アンプの安定度が微妙な状態である場合にはアースの引き回しが、より安定方向になるか不安定方向になるかのキャスティングボートを握ることがある。ということなのだろう。







さて、回復した我がリニューアル版ＭＣ専用ストレートＤＣプリアンプの音なのだが・・・、

実に快調。鋭い切れ味で何もかもあからさまにする明晰さ、高分解能。奥行きも深く立体感も実に素晴らしい。この音は正にトランジスターＧＯＡプリアンプだ。

２００６年４月２３日

その９（ＭＣ専用ＤＣプリアンプ転じてＮｏ−１２１スーパーストレートプリアンプ（もどき）となる）



ある日、我がＭＣ専用ＤＣプリアンプを、ＴＲを起用したＧＯＡプリアンプの最終形である、２ＳＡ６０６（６０７）と２ＳＣ９５９（９６０）を多用した、例の“メタルキャンTrによるプリアンプ”に変更してみようか。という気になった。

早速、改造だ。

な〜に。２段目差動アンプとカレントミラー部分を変更するだけである。

が、ＶＧＡ（バリアブル　ゲイン　アンプ）方式は廃し、音量調整は文字通りコスモスのボリュームによるボリューム方式にしてしまう。

そのため、新たにＦＥＴによる定電流負荷付きソースフォロアバッファーを設けて、イコライザーの出力はこれで受けてボリュームに引き渡す。

また、この際ついでなので、ＣＤ等の入力も出来るようにする。

で、当初このような回路に改造したのだった。

う〜ん。Ｎｏ−１２１からの改悪だろうなぁ。（＾＾；　

基本部分はＮｏ−１２１そのものだと思うので、これで「Ｎｏ−１２１スーパーストレートプリアンプ（メタルキャンTrによるプリアンプ）“もどき”」のつもりなのだが、ここまでやると“もどき”でもＮｏ−１２１と称するのは妥当でないかもしれない。

し、これでとりあえず拵えてみて、そのイコライザー部についてはここ、フラットアンプ部についてはここで観じた結果、さらにこうなってしまった。

そして最後に、諸悪の根源だったことが明らかになった電源部の根治治療。

と言うのは、超高速プッシュプルレギュレータ。これがＡＣ電源入力では発振するのである。いや、必ず発振するというのでない。やっかいなことにアンプの片チャンネルだけに給電して動作させる場合は安定に動作するのだが、両チャンネルに給電すると発振するのだ。それも微妙な程度だからたちが悪い。

まぁ微妙でも電源が発振していればアンプが不安定になるのは当たり前だし、アンプが発振していると誤判断もしてしまう。し、アンプの発振と誤判断してあれこれ試行錯誤してアンプ側で対策を講じても当然ながら徒労に終わる。もう２年半も過ぎてしまったが、前回書いた作業は正にこの徒労だったのだ。本当の原因を見誤ったのだからしょうがない。。。

では、この超高速プッシュプルレギュレータがアンプ製作の最終段階で何故発振に至るのか？　

は、Ｋ先生が、２５年も前にＮｏ−７５“ＭＣ専用ＤＣプリアンプ（カスコード・シリーズレギュレーター　±独立整流回路　タンタルコンデンサー追放）”に書いておられる。

すなわち、トランスのセンタータップを共通アースとする±共通整流方式（２次巻線の０Vラインが共通）だからなのである。

これだと、プラスマイナスのレギュレータを独立に動作させると何ら問題なく安定動作するのに、プラスマイナス電源を同時に動作させると発振すると書いておられる。だから、これまでレギュレータの入力側のコンデンサにタンタルコンデンサーを使わざるを得なかったと。

これを±独立整流方式（プラスとマイナスの２次巻線と整流回路が独立）にすると、超高速プッシュプルレギュレータはあれほど発振しやすかったのが、ポリカーボコンデンサー入力でも嘘のように全く安定になる。ポリカーボ入力の音は澄みきっており、表情が生きてくると。

私が試行錯誤した中では、共通整流方式ではタンタルコンデンサー入力にしても発振は完全には終結しなかったが、独立整流方式にしたところ、両チャンネルへ給電にしても、これまでどうやっても微少な発振が止められなかったのが嘘のように、ポリカーボ入力でも全くあっけなく安定になった。

２５年前はまだ抵抗負荷２段差動アンプ方式の第一世代、レギュレータも誤差アンプが抵抗負荷２段差動アンプのシリーズレギュレータであったのだが、ＡＣ電源入力の場合、トランス巻き線からプラスマイナスを独立にしないとこの怪現象に遭遇するということは第二世代のＧＯＡのアンプ及びレギュレータでも同じだった訳だ。

なので、トランスをＴＫ−Ｐ１に交換し、±独立整流方式に変更したのである。

いやはや、あれ以来Ｋ式においてＡＣ電源では必ずプラスマイナスの独立整流方式が採用されることになったことは頭の中にあったのだが、自ら体験しないと本当の知識にはならないものだわい。（＾＾；　かくして、最初からこうしておけば何も問題もなく、苦労もしなかっただろうに。。。（爆）

で、その音なのだが、非常に良いように思う。

澄みきって伸びやかで、柔らかくかつ良く弾む。切れも良く色彩感も鮮やか。総じてごく自然だ。Ｎｏ−１６８ＭＣプリアンプと比較しても、勿論微妙なところだが、こちらの方が良いのではなかろうか。と思える。

２００８年１１月２３日

その１０（Ｎｏ−１２１（もどき）メタルキャンＴＲによるＭＣプリアンプ　宿替え）

・Ｎｏ−１２１（もどき）メタルキャンTRによるMCプリアンプへの変身に伴い、見た目も変身することして宿を替えた。 ・新たな宿は新調ではなく、廃用となったＮｏ−１６８ＣＤラインアンプのケース（ＯＳ４９−２６−３３ＢＸ）のリユースである。フォノ用アース端子とＣＤ入力用ピンジャックを新たに装着するが、信号切り替えスイッチは従前のミューティングスイッチをそのまま流用する。電源部（トランス及び整流回路）は別ケースに分離。 ・ところで、“スーパー・ストレート”とは“イコライザーアンプとフラットアンプ間にボリュームを挿入しないＶＧＡ（バリアブル・ゲインコントロール・アンプ）方式”という意味である。ので、これに全く反する我がＮｏ−１２１（もどき）メタルキャンMCプリアンプについては、今後、“スーパーストレート”は冠しないことにする。
・この際、再度、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）と方形波応答で観じる。 ・先ずは、イコライザー部。 ・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の制限でＴＲは１０個に限られる。ので、初段カスコードアンプは省略。初段は実機では２ＳＫ９７だが、モデルがないので２ＳＫ１１７で代用し、ｇｍを２ＳＫ９７相当にするため実機にはないソース抵抗を入れる。２ＳＣ９５９は２ＳＣ１７７５で代用し、Ｑ５には２ＳＣ９５９のＣｏｂ相当の１８ｐＦをそのＢ−Ｃ間に繋いでおく。のは、これがあるとないでは有意の差が生じるから。ない方が良さ気なのだが、Ｃ９５９を使う以上これはしょうがない。
・オープンゲイン（緑）は最低域で９９ｄＢ。初段のｇｍがソース抵抗込みで６．５くらい、２段目は、まずその動作電流が３ｍＡ強なのでｇｍ＝４０×３＝１２０ｍＳ、ｈｆｅはまぁ１２０として、入力インピーダンスｈｉｅがｈｆｅ／ｇｍ＝１２０／１２０＝１ｋΩ、よって初段出力電流の２段目ベースへの分流率は１．８／（１．８＋１）＝６４．２９％、なので２段目は０．６４２９×１２０＝７７．１４。したがって全体でのＧｍ＝６．５×７７．１４＝５０１．４１ｍＳとなるから、低域での負荷２０５ｋΩ（帰還回路の２７０ｋΩと次段入力抵抗８２０ｋΩのパラ値）に乗じれば最低域での利得＝５０１．４１×２０５＝１０２７８９倍＝１００ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・ループゲイン（赤）（≒ＮＦＢ量）は、理想ＮＦ型イコライザーの特徴を非常に良く呈していて１０Ｈｚから７０ｋＨｚまで３２ｄＢ±２ｄＢの一定値。２００Ｈｚ以下でも余り減少しないのは帰還回路のインピーダンスが通例の１／３であることが利いている。その結果、ループゲインの位相（黄）も、ＤＣから１０ｋHzまで±１０°以内、３０ｋＨｚでも±２０°以内と非常に理想的だ。ちなみに次段の入力抵抗８２０ｋΩがない場合、ループゲインは１０Ｈｚでも３４ｄＢと全く理想的になるとＰＳｐｉｃｅ（評価版）は占う。ＮＦＢ回路のインピーダンスが通例の１／３なのは、この部分いにしえのスーパーストレートＭＣプリのキャリーオーバーだから。いにしえにこのようにＮＦＢ回路のインピーダンスが通例の１／３になっていたのは、ＧＯＡの有り余るゲイン（時空を超えた旧単行本に２ＳＡ７２６使用のイコライザー部のＧｍ＝８２０ｍＳとある。）のため、通例の帰還回路定数ではオープンゲインが大きくなりすぎてＮＦＢ安定性確保が困難な場合がある（要するに発振しやすい）が故だろう。 ・で、この場合のNFB安定度に直結する高域での位相回転は、利得交点周波数である４ＭＨｚ付近でマイナス１２５°であり、位相余裕に問題はないが、安全範囲の１２０°をやや超えていることもあってか、クローズドゲイン（青）の４MHｚ超領域に微妙な盛り上がりがある。また４ＭＨｚから１５ＭＨｚの領域でクローズドゲインの方がオープンゲインを超えこの部分でやや正帰還になっていることが示されており、多少の懸念はある。が、まあ、この辺は実機の方形波応答で観じる。
・その前に、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）でこの状態での方形波応答を占う。
１ｋＨｚ	１０ｋＨｚ	１００ｋＨｚ
・ちょっと見にくいが、１００ｋＨｚ方形波応答波形の立ち上がり、立ち下がりの肩部分に僅かな乱れがある。1波だけのオーバーシュートだ。非常に見にくいが実は１０ｋＨｚ方形波応答波形にもこのオーバーシュートが現れている。クローズドゲイン（青）の４MHｚ超領域の盛り上がりによるものだろう。が、まぁこの程度なら問題なし。として良いだろう。 ・実機の方形波応答。
Ｎｏ−１２１　ＭＣＥＱ　２０ｐF　１ｋＨｚ ２０ｍＶ／div　５V／div	Ｎｏ−１２１　ＭＣＥＱ　２０ｐＦ　１０ｋＨｚ 　０．１Ｖ／div　５V／div	Ｎｏ−１２１　ＭＣＥＱ　２０ｐＦ　１００ｋＨｚ ０．５Ｖ／ｄｉｖ　５Ｖ／div
・実機の方では、オーバーシュートの痕跡はないように観じられる。 ・シミュレーションと異なるのは、安もの発振器の発振波形がなまくらなせいかもしれない。 ・が、右中央の実機の１ＭＨｚ方形波応答にも乱れがないし、右端のとおり、シミュレーションでは位相補正をなしの場合について、リンギングが生じるだけで発振しないと占うなど、シミュレーションはあくまでシミュレーションである。ということでもある。 ・したがって、実際の位相補正はこれで適切。と判断する。	Ｎｏ−１２１　ＭＣＥＱ　２０ｐＦ　１ＭＨｚ 　０．５Ｖ／div　５V／div	１００ｋＨｚ　位相補正なし
・次にフラットアンプ部。 ・前回、フラットアンプ部の位相補正容量について十分に観じていなかったので、再度良く観じる。 ・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）のパラメトリック解析で位相補正のＣ１を１０ｐＦ，２０ｐＦ，３０ｐＦ，４０ｐＦと変化させた場合の状況を一気に占う。
・オープンゲインは６０ｄＢ。ループゲイン（≒ＮＦＢ量）は４３．６ｄＢ、クローズドゲインは１６．４ｄＢ。 ・オープンゲインは、初段のｇｍがＩｄ＝２．５ｍＡでまぁ３、２段目は、まずその動作電流が４ｍＡ強なのでｇｍ＝４０×４＝１６０ｍＳ、ｈｆｅはまぁ１２０として、入力インピーダンスｈｉｅがｈｆｅ／ｇｍ＝１２０／１６０＝７５０Ω、よって初段出力電流の２段目ベースへの分流率は５６０／（５６０＋７５０）＝４２．７５％、なので２段目は０．４２７５×１２０＝５１．３。したがって全体でのＧｍ＝３×５１．３＝１５３．９ｍＳとなるから、負荷６．６ｋΩ（帰還回路の５．６ｋ＋１ｋ）に乗じれば利得＝１５３．９×６．６＝１０１５．７４倍＝６０ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・で、位相補正の最適値はクローズドゲインの１ＭＨｚ超の領域での状況で一目瞭然で、１０ｐＦでは大きくピークが出ており不足、２０ｐＦでも盛り上がりがありやや不足、３０ｐＦで素直な減衰カーブとなり最適、４０ｐＦではもはや十分以上。というご神託である。
・位相補正の違いによる１００ｋＨｚ方形波応答の様相についてＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い、これと実機における方形波応答の様相と対比する。ともに入力は２Ｖｐｐ。
１０ｐＦ	２０ｐＦ	３０ｐＦ
Ｎｏ−１２１　ＭＣＦＡ−２　１００ｋＨｚ　位相補正　１０ｐＦ １Ｖ／ｄｉｖ　５Ｖ／ｄｉｖ	Ｎｏ−１２１　ＭＣＦＡ−２　１００ｋＨｚ　位相補正　２０ｐＦ １Ｖ／ｄｉｖ　５Ｖ／ｄｉｖ	Ｎｏ−１２１　ＭＣＦＡ−２　１００ｋＨｚ　位相補正　３０ｐＦ １Ｖ／ｄｉｖ　５Ｖ／ｄｉｖ
・シミュレーションが示す応答波形と実機の応答波形には違いがある。リンギング周波数はシミュレーションの方が少し高い。シミュレーションでは立ち上がり部分より立ち下がり部分でのリンギングが大きく出ているが実機は逆である。シミュレーションでは方形波応答でも位相補正は３０ｐＦが最適だが、実機では３０ｐＦではオーバーシュートが残っており、やはり４０ｐＦは必要だ。シミュレーションはあくまでシミュレーションであるから、立ち上がりにオーバーシュートがなお僅かに残るのだが、位相補正は従来通り３９ｐＦで行く。 ・ところで、シミュレーションでも実機でも、カレントミラーのＱ５、すなわち２ＳＣ９５９が、より位相回転を速め、結果としてより大きな位相補正でもオーバーシュートを生じさせてしまう要因になっている。この意味では、ここは本来Ｃｏｂの小さいＴＲを起用した方が吉。ではある。 ・次にスルーレート。シミュレーションは右端。位相補正が１０ｐＦの場合が緑、２０ｐＦの場合が赤、３０ｐＦの場合が青、４０ｐＦの場合が黄色。１０ｐＦの場合と２０ｐＦの場合にはリンギングが生じているが、スルーレート的に観ると、位相補正容量が増えるほどに立ち上がり、立ち下がりが緩やかになり、スピードが低下して、要するにスルーレートは劣化する。まぁ、当然だ。で、位相補正４０ｐＦの場合（黄）でその立ち上がでスルーレートを読み取ると、０．５ｕＳで２５Ｖ程度立ち上がっているから、そのスルーレートは５０Ｖ／ｕＳ。 ・実機のスルーレートだが、我が安物オシロのプローブの×１０モードの精度が悪いことが判明したので、今回は×１モードのままで観測する。その結果が右端下。応答波形の縦軸が５Ｖ／ｄｉｖとなったので、振幅が大きく写っている方が応答波形。その立ち上がりでスルーレートを読み取ると、０．４ｕＳで１５Ｖの立ち上がりだ。従ってそのスルーレートは３７．５Ｖ／ｕＳ。某ＬＨ００３２の１／１０だが、Ｃｏｂの大きなメタルキャンＴＲを起用する以上やむを得ない。 ・なお、シミュレーションでも実機の方形波応答でも、スルーレートは立ち上がりより立ち下がりの方が優れている。のは、カレントミラーによる折り返しプッシュプル方式の対称性の限界だろう。当然だが、これは２段目左側に右側同様にＣを繋いでも改善しない。が、何事にも限界はある。ので、この場合、気にしない。	４０ｐＦ	ｃｖａｌ＝１０ｐＦ、２０ｐＦ、３０ｐＦ、４０ｐＦ
	Ｎｏ−１２１　ＭＣＦＡ−２　１００ｋＨｚ　位相補正　３９ｐＦ １Ｖ／ｄｉｖ　５Ｖ／ｄｉｖ	Ｎｏ−１２１　ＭＣＦＡ−２　１００ｋＨｚ　位相補正　３９ｐＦ １Ｖ／ｄｉｖ　５Ｖ／ｄｉｖ
・さて再度その音なのだが、実に素晴らしい。まるで限界がないように突き抜ける伸びやかさ。音楽が余すところなく自然に吹き上がり、吹き抜けていく。勿論微妙なところだが、この爽快感は我がＮｏ−１２８？を超えている。実に気持ちがいい。（＾＾）

２００８年１２月１６日

その１1（Ｎｏ−１２１（もどき）メタルキャンＴＲによるＭＣプリアンプ　その後をちょっと）



NECの名石２SA６０７（６０６）、２SC９６０（９５９）を多用した最後のＴＲ版GOAプリ。

フラットアンプは初段の動作電流を増やして初段ドレイン抵抗を小さくするなどしているので、これはＮｏ−１２１の“もどき”なのだが、Ｎｏ−１２３やその後にオールＦＥＴでやや続いたＧＯＡの顛末を観じるに、もしＴＲ版GOAがさらに続いていたとしたら、メタルキャンＭＣプリもこの点はこの“もどき”のようになっていたのではないだろうかなぁ。。。

そんなことはないか。（＾＾；

さて、その後、フラットアンプ外部入力のスケルトン５０ｋΩは撤去しスルーにしてある。のは、スケルトンといえども高抵抗のせいかこの場合白熱電球のような感じに音をやや丸めるから。

で、このＮｏ−１２１（もどき）の音なのだが、もとより私に絶対的音質評価基準があるわけもなく、我がＬＨ００３２ＭＣプリやＮｏ−１６８（もどき）ＭＣプリ等との聴き比べでの話なのだが、流石にその音は優れたものだ。比較するとこのメタルキャンＧＯＡプリは一番大人の音だ。と感じる。言い方を変えると中庸とも言えるのだが、たとえば比較的に高域の伸びなどはそこそこという感じなのだが、鳴りっぷりはとても伸びやかで、さわやか。比較的にエナジー感や情熱感といったものも一番ではないが情緒は十分感じさせるなど、大人しそうで実は衒いなく表現しているといった感じである。多分、これが最もソースに忠実なのだろう。と思える。

だから、このメタルキャンＧＯＡＭＣプリがあれば、ＬＨ００３２ＭＣプリやＮｏ−１６８（もどき）はなくても良い、と言うかなくても大丈夫。

と言っても、今となってはこちらの方が素子入手的に作り難いか。。。

２００９年４月２６日