私のオーディオのページ　電池式GOAパワーアンプ　その後

（その１１まではこちらへ）

その１２（“不完全対称型”？（＾＾；）

・ある日、久方ぶりに電池式ＧＯＡパワーアンプに触る気になった。

・Ｋ式は常に進化しているから、理の当然として常に最新型が最良であり、従って、旧型が顧みられることはない。のだが、近頃の巨大ＰＡ用？アンプと化石的真空管によるアンプにはちょっと触手が伸びかねて。。。（＾＾；

・という徒然に、我が家の電池式ＧＯＡパワーアンプに完全対称型の考え方を取り入れ、モーショナルフィードバックを効かせてみてはどうかなぁ、という気になったのである。

・で、実際の素材は我が家に幾つかある電池式ＧＯＡパワーアンプのうち、ウィルソン型カレントミラーを採用した、Ｋ式の歴史では電池式ＧＯＡパワーアンプのほぼ最終形のものにすることにした。

・その回路はこう。

・終段のパワートランジスタは実機では２ＳＤ１８８と２ＳＡ６２７だが、モデルがないのでこのＬＴＳｐｉｃｅの回路では２ＳＣ５１９９と２ＳＡ１９４２のモデルで代用する。そのため、バイアス回路のＱ６周りの抵抗の定数がちょっと異なるが、これで終段パワートランジスタのアイドリング電流は１４ｍＡ程度となっており、実機の設定にほぼ同じだ。

・早速そのゲイン＆位相－周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅで占う。

・と、その結果はこうである。なお、この場合の負荷は８Ω。

・オープンゲイン（赤）は低域で４９ｄＢ程度、クローズドゲイン（緑）は設定通り２０．８ｄＢ程度、ループゲイン（青）は低域で２８ｄＢ程度となっている。

・ループゲインが０ｄＢとなる利得交点周波数は１ＭＨｚ程度であり、位相補償も無理のない設定であることが分かる。

・で、この場合、低域でのオープンゲインを決めているのがＧＯＡとして2段目の出力とアース間に挿入された５．６ｋΩの抵抗Ｒ１８である。

・古来、この抵抗の挿入については、識者筋からわざわざ特性を悪くするだけで何の意味もないもの、と馬鹿にされている。

・確かに、この抵抗を取り払った場合のゲイン＆位相－周波数特性は下の通りであり、低域のオープンゲイン（赤）が７４ｄＢと２５ｄＢもアップし、その結果ループゲイン（青）も低域で２５ｄＢアップの５３ｄＢとなり、当然ＮＦＢ量も２５ｄＢ増えるので歪みは１／１０以下になることが期待できるし、一方、この場合でも利得交点周波数は１ＭＨｚと同じであるなど、１００ｋＨｚ超の高域特性に変化はなく、位相補償もいじる必要がないので高域の周波数特性や歪み、スルーレートなどが悪化する訳でもない。

・これについては子曰く「付けた場合と外した場合で音を聞き比べてみよ」であった訳だが、この点については今回のテーマではないので、これ以上は深入りしない。（＾＾；

・で、今回のテーマに移る訳だが、それはこのアンプの負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωとパラメトリックに変化させた場合のゲイン＆位相－周波数特性がどうなるか、というところに現れる。

・ので、早速ＬＴＳｐｉｃｅで占う。

・結果はこのとおりで、クローズドゲイン（緑）がどの場合も同じ２０．８ｄＢなのは当然だが、オープンゲイン（赤）も、従ってループゲイン（青）も多少の違い（２．５ｄＢ程度）はあるものの、負荷が4Ωから６４Ωと１６倍（＝２４ｄＢ）変化していることからすればほぼ一定と言える状況になっている。

・Ｋ式におけるいわゆるモーショナルフィードバックとは、クローズドゲインが負荷の大きさに関わらず一定の状況において、オープンゲインが負荷の増減に比例して増減することによって、結果としてＮＦＢ量が負荷の増減に比例して増減する状態で得られる効果である。から、この状態ではモーショナルフィードバックは働かない。ということになる。

・この点は、完全対称型と異なるＧＯＡ型の特性だ。

・そこで、このＧＯＡ型に完全対称型の考え方を取り入れ、モーショナルフィードバックが効くようにしてみようというのが今回のテーマだ。

・実は、その方策は非常に簡単で、回路を次のように１カ所変更すればよい。ＧＯＡ抵抗Ｒ１８の一方の接続先をアースから、完全対称型同様にアンプ出力点に変えるだけである。

・早速ＬＴＳｐｉｃｅで、アンプの負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωとパラメトリックに変化させた場合のゲイン＆位相－周波数特性を占う。

・その結果はこう。

・オープンゲイン（赤）は、低域で負荷４Ωの場合に５５ｄＢ、８Ωで６１ｄＢ、１６Ωで６６．５ｄＢ、３２Ωで７２ｄＢ、６４Ωで７７．５ｄＢと負荷の６ｄＢ毎の増加にほぼ比例して増加している。トータルで負荷の１６倍（＝２４ｄＢ）の増加に対し、オープンゲインの増加は２２．５ｄＢだ。

・なお、１００ｋＨｚ以上の領域を比べると明らかだが、この場合でも高域の特性には何の変化も生じない。から、位相補償を見直すなどの手間は何もない。

・で、クローズドゲイン（緑）は当然どの負荷の場合も２０．８ｄＢであるから、ループゲイン（青）、ひいてはＮＦＢ量も負荷に比例して増減することになる。ので、このアンプは、スピーカー負荷に対して完全対称型と同様にモーショナルフィードバックが働くということになる。

・この場合オープンゲインがＧＯＡ接続の場合よりちょっと増えすぎではないか。という感じがする場合は、Ｒ１８の抵抗値で低域のオープンゲインを調整すれば良い。例えば下図のように６００Ωにしてみる。

・結果、低域で負荷４Ωの場合に４３ｄＢ、８Ωで４９ｄＢ、１６Ωで５５ｄＢ、３２Ωで６１ｄＢ、６４Ωで６７ｄＢとなる。この場合、負荷抵抗値とオープンゲインは完全比例である。

・下は、実機である。写真向かって左側の基板が今回のテーマによる改造作業を実施済みであり、右側の基板は従前のＧＯＡのままである。

・要するに、慎重に聴き比べ中。なのだが、やはり音の勢い、魂の籠もり具合などにおいて左側に分がある。ように感じる。

・ので、もしかすると私の常用パワーアンプは、重い完全対称型からこれら古い電池式ＧＯＡパワーアンプをリニューアルして組み直した、軽い、そして、名前としては。。。ＧＯＡと言うわけにはいかないので、そうだなぁ。。。、まぁ、“不完全対称型”？かな（＾＾；のパワーアンプに変わってしまうかもしれない。という予感がするのだった。

（２００９年１２月２日）

その１３（Ｎｏ－１２１（もどき）メタルキャンＴＲによるＭＣプリアンプ　その後）

我がＮｏ－１２１（もどき）メタルキャンＴＲによるＭＣプリアンプは、現在こうなっている。

前回からの変更は、

①イコライザーアンプ部のクローズドゲイン設定を６ｄＢほど大きくした。
②ＭＨｚ超領域のオープンゲインの減衰をスムーズにするため、２段目差動アンプ左側にも位相補正Ｃを加えた。
③フラットアンプ部のクローズドゲイン設定も６ｄＢほど大きくした。これに伴い位相補正Ｃを△６ｄＢの２０ｐＦに変更した。
④フラットアンプ出力にシリーズの１０Ωを撤去した。
⑤フラットアンプ部にパッシブＤＣサーボを付加した。

こと。

・最初にＭＣイコライザーだが、まず、クローズドゲインを約６ｄＢ大きくするために、初段Ｊ２のゲート側抵抗を１２０Ωから６２Ωに変更する。・のは、レベルの高いＣＤ出力とのバランスを取るため。

・で、そのゲインだが、・初段のゲインは初段のｇｍ１×初段の負荷だが、初段の負荷はドレイン抵抗１．８ｋΩと２段目２ＳＡ６０６のｈｉｅの並列合成値となるので、まず２段目のｈｉｅ＝そのｈｆｅ／ｇｍ２。で、ｈｆｅを１００、ｇｍ２は２段目の動作電流が４．５ｍＡなのでそのｇｍ２＝４０＊４．５＝１８０ｍＳとしてｈｉｅ＝１００／１８０＝５５５Ω。なので、初段の負荷は４２４Ω。初段のｇｍ１は２ＳK１１７の動作点が１ｍＡなので規格表からそのｇｍ１＝９ｍＳ。実機の初段は２ＳＫ９７で、モデルがないのでｇｍの近い２ＳＫ１１７でシミュレートするのだが、これでそう違いはないはず。ということで初段のゲインは９ｍＳ×０．４２４ｋΩ＝３．８１６倍≒１１．６ｄＢ。差動アンプなので本来その１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるのでこのままにする。・２段目のゲインは２段目２ＳＡ６０６のｇｍ２（＝１８０ｍＳ）×その負荷インピーダンスだが、カスコードアンプとウィルソン型カレントミラーの出力抵抗はこれまでの経験値でその並列合成値として２ＭΩと観て、あとはこれとＮＦＢ回路のインピーダンス、そして出力にぶら下がっているＲ１３＝８２０ｋΩとの並列合成値である。で、最低域では２０００ｋ//２８６ｋ//８２０ｋ＝１９２ｋΩであるから、最低域でのゲインは１８０ｍＳ×１９２ｋΩ＝３４５６０倍≒９１ｄＢ。・したがって、最低域でのゲインは初段のゲイン＋２段目のゲインで１１．６ｄＢ＋９１ｄＢ＝１０２．６ｄＢ。・あとは高域に向かってＮＦＢ回路のインピーダンスがＲＩＡＡ特性で低下するにしたがってオープンゲインもＲＩＡＡ特性型に低下し、２０ｋＨｚ超のある時点で、高域ＮＦＢ制限抵抗Ｒ１２＝１ｋΩのためにＲＩＡＡ型の低下が止まり、この時点で２段目のゲインは１８０ｍＳ×１ｋΩ＝１８０倍≒４５ｄＢ、したがってトータルゲインが１１．６＋４５＝５６．６ｄＢとなり、それ以上の周波数ではＮＦＢ回路のインピーダンスは一定なので、それ以上の周波数でのオープンゲインは位相補正Ｃのミラー効果で規定されるｇｍ１／２πｆＣとなり、したがって１００ｋＨｚで５６．８ｄＢ（この場合１００ｋＨｚ以前に５６．６ｄＢまでゲインが下がると計算されているので、１００ｋＨｚではこの計算値より少ないオープンゲインになることになる。）、１ＭＨｚで３６．８ｄＢ、１０ＭＨｚで１６．８ｄＢ。・利得交点周波数は、ｇｍ１／２πｆＣ＝１／βとなる周波数ｆで、この場合、ｇｍ１＝９ｍＳ、Ｃ＝２０ｐＦ、β＝６２／（６２＋１０００）なので、利得交点周波数ｆ＝０．００９＊０．０５８３８／（６．２８＊０．００００００００００２）≒４．１８ＭＨｚ。ちょっと高すぎるか。・と、概算されるのだが、どうか。・ＬＴＳｐｉｃｅで占う。・結果は、ほぼ概算どおりだ。で、クローズドゲイン（緑）は１ｋＨｚで５０．４ｄＢと従前より６ｄＢ大きい。ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量はＤＣから１００ｋＨｚまでほぼ一定で２６ｄＢから２９．５ｄＢ程度確保されている。利得交点周波数は概算より低く３．３ＭＨｚ程度。私のような素人にはこの辺が限界だから、概算より低くて良かった。

・ところで、２段目差動アンプ左側に入れた２０ｐＦの位相補正の効果だが、それをＣ３＝０．０２ｐＦ（無い場合に相当）と２０ｐＦのパラメトリック解析で観る。

・結果はこう。・このＣがない場合オープンゲイン（赤）の２ＭＨｚ以上の領域で減衰度合いが小さくなって膨らんでしまい、その結果ループゲイン（青）も高域側に膨らみ、クローズドゲイン（緑）が１０ＭＨｚ以上で不必要に持ち上がってしまっている。・なので、２０ｐＦの位相補償Cを左側にも加える。

・これらの変更後の動作適切性を方形波応答で観る。・左がＬＴＳｐｉｃｅの占い波形。右が実機の応答波形で下が入力波形、上が出力波形。出力波形は２ＳＫ１１７ＢＬによるソースフォロアバッファ出力で見たもの。上から１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚ。・実機の１ＭＨｚ方形波応答は、入力方形波が鈍っているために本来の応答の姿を示していないことが分かるが、結論としては特に問題のない方形波応答である。ので、動作は適切だ。
Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ｋＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ｋＨｚ１０ｍＶ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ５０ｍＶ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１００ｋＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１００ｋＨｚ０．２Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ０．２Ｖ／div　５V／div



・次にフラットアンプ部。・こちらもＮＦＢ抵抗Ｒ７を５．６ｋΩから１２ｋΩに変更し、仕上がりゲインを６ｄＢほど大きくした。のはこの方が使い勝手が良いから。・また、そうすると利得交点周波数が同じで良いならβが小さくなった分位相補正Ｃの容量も比例で小さくできるので、Ｃ１を３９ｐＦから△６ｄＢの２０ｐＦに変更する。

・そのゲイン等を概算してみると、最初に初段のｇｍ１はその動作点が２．５ｍＡなので規格表から２．７ｍＳ。初段の負荷はドレイン抵抗５６０Ωと２段目２ＳＡ６０６のｈｉｅの並列合成値となるので、まず２段目のｈｉｅ＝そのｈｆｅ／ｇｍ２。で、ｈｆｅを１００、ｇｍ２は２段目の動作電流が４．２ｍＡなのでそのｇｍ２＝４０＊４．２＝１６８ｍＳとしてｈｉｅ＝１００／１６８＝５９５Ω。なので、初段の負荷は２８８Ω。したがって初段のゲインは２．７ｍＳ×０．２８８ｋΩ＝０．７７７６倍≒－２．１８ｄＢ。差動アンプなので本来その１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるのでこのままにする。・２段目のゲインは２段目２ＳＡ６０６のｇｍ２（＝１６８ｍＳ）×その負荷インピーダンスだが、カスコードアンプとウィルソン型カレントミラーの出力抵抗はこれまでの経験値でその並列合成値として２ＭΩと観て、これとＮＦＢ回路のインピーダンスとの並列合成値であるが、この場合ＮＦＢ回路のインピーダンスが圧倒的に低いのでカスコードアンプとウィルソン型カレントミラーの出力抵抗は無視できるから、低域でのゲインは１６８ｍＳ×１３ｋΩ＝２１８４倍≒６６．７９ｄＢ。・なのでトータルでオープンゲインは低域で－２．１８＋６６．７９＝６４．６１ｄＢ。・高域については、２段目差動アンプに入れた位相補正Ｃのミラー効果で、初段のゲインをＡ１、２段目のゲインをＡ２、初段の負荷抵抗（ドレイン抵抗と２段目ＴＲのｈｉｅの並列合成抵抗）をＲ、周波数をｆとして、高域のゲインＡ＝Ａ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲ）となるので、これで計算すると、１ｋＨｚで６４．１ｄＢ、１０ｋＨｚで６０．４ｄＢ、１００ｋＨｚで４７．５ｄＢ、１ＭＨｚで２８．７ｄＢ、１０ＭＨｚで８．８ｄＢとなる。・ので、オープンゲインのｆｃは１０ｋＨｚ程度だろう。・利得交点周波数ｆは＝ｇｍ１＊β／２πＣ＝０．００２７＊０．０７６９／（６．２８＊０．００００００００００２）≒１．６５ＭＨｚ。・また、スルーレートとしては２．５ｍＡ＊２／２０ｐＦ＝２５０Ｖ／ｕＳが見込める。はずだが、前回のヘッドフォンアンプの例からしてこの半分程度かもしれない。・と、概算されるが、ＬＴＳｐｉｃｅではどうか。・やや低めだが殆ど概算通りだ。

・そして位相補正コンデンサーＣ１だが、ＬＴＳｐｉｃｅでＣ１＝５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦのパラメトリック解析をするとこうなる。・オープンゲイン（赤）、ループゲイン（青）、クローズドゲイン（緑）とも高域に伸びている順にＣ１＝５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦの場合である。・Ｃ１＝５ｐＦの場合はクローズドゲイン（緑）に５ＭＨｚをピークとした盛り上がりが生じておりちょっと不適だが、Ｃ１＝１０ｐＦではクローズドゲイン（緑）は１ＭＨｚ以上でピーク無く素直に減衰しており良さ気である。・が、この場合実機の位相回転の方がシミュレーションの占うものより早いようで、実機の方形波応答も観てここは２０ｐＦとする。

・なお、これが位相補正Ｃ１＝２０ｐＦの場合に、２段目差動アンプの左側にＣ２＝２０ｐＦを付加した場合と付加しない場合のパラメトリックシミュレーション結果。・３～４ＭＨｚ以上でより高域側に盛り上がるのが、この２０ｐＦが無い場合である。この不要な盛り上がりを避けるためにＣ２＝２０ｐＦを付加する。

・で、その結果動作適正的にはどうか。方形波応答で観る。

・上から、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ、１ＭＨｚの方形波応答。左がＬＴＳｐｉｃｅの占い波形で右が実機の応答写真で、写真は下が入力波形で上が応答波形。・やはり、この場合シミュレータの占いより実機の方が１ＭＨｚ以上の高域でのオープンゲインの低下及び位相回転は早いようだ。その原因は２ＳＡ６０６のモデルパラメータが正しくないためだろう。・シミュレータでは下のように位相補正Ｃが２０ｐＦの場合は勿論、１０ｐＦにしても方形波の立ち上がりにオーバーシュートが生じない。のだが、実機では写真のとおり位相補正Ｃが２０ｐＦでも多少のオーバーシュートが生じている。・が、その程度は僅かであるので、これは許容範囲と判断し、位相補正は２０ｐＦとする。
Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１００ｋＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１００ｋＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　５００ｋＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　５００ｋＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div


・次に、出力にシリーズの１０Ωである。この抵抗はオリジナルＮｏ－１２１にも挿入されているのでそのまま付けていたのだが、この場合、エミッタフォロアがある場合と違って、容量負荷は位相も回転させるがＧＢ積も同時に小さくするのでＮＦＢ的に不安定になることはない。ので、資源の有効活用の観点から取り外す。

・そして最後にパッシブＤＣサーボである。・我がパワーアンプは未だにＮｏ－１３９（もどき）とＮｏ－１４４（もどき）がメインになっている。すなわちパワーアンプの電圧ゲインは４０倍である。そして、これらには出力に０．６ＶのＤＣが加わると動作を停止させる保護回路を搭載してある。ので、その前段のプリアンプ、ラインアンプ等から±１５ｍＶ以上のＤＣ電圧が加えられると保護回路が働いてしまう。・これまでも熱的に安定するまでこの範囲を超えるＤＣオフセットが生じてしまうことがままある状態だった。ので、今回クローズドゲインを２２．３ｄＢに上げたことによりＤＣオフセット、ドリフトが大きくなって、ちょっとそれが実用範囲を超えるものになってしまう。・ここはやはりオリジナルどおり、デュアルＦＥＴのＦＤ１８４０（２Ｎ３９５４）を起用し、その動作点もＱポイントの０．３ｍＡとして、電源電圧も１０．５ＶとしてＦＤ１８４０の発熱も最小限にする、ということが必要なのだろう。・が、先に拵えたＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプでその音に違和感を感じなかった駄耳のわたくしとしては、またしてもパッシブＤＣサーボでＡＣアンプに堕落することにする。・結果は、大きめに見てもＤＣオフセット＆ドリフトは±２ｍＶ以内。と精神的にも非常に気持ちの良いものとなった。・し、音的に悪くなった感じは全くないし。（＾＾；

・で、その音であるが、全く手前味噌ということになるが、これをもって聴くレコードもＣＤもいつまでも聴いていたいという気分になる。・非常に良い音に仕上がったわぃ。（＾＾）

（２００９年１２月２８日）

・最初にＭＣイコライザーだが、まず、クローズドゲインを約６ｄＢ大きくするために、初段Ｊ２のゲート側抵抗を１２０Ωから６２Ωに変更する。・のは、レベルの高いＣＤ出力とのバランスを取るため。

・で、そのゲインだが、・初段のゲインは初段のｇｍ１×初段の負荷だが、初段の負荷はドレイン抵抗１．８ｋΩと２段目２ＳＡ６０６のｈｉｅの並列合成値となるので、まず２段目のｈｉｅ＝そのｈｆｅ／ｇｍ２。で、ｈｆｅを１００、ｇｍ２は２段目の動作電流が４．５ｍＡなのでそのｇｍ２＝４０＊４．５＝１８０ｍＳとしてｈｉｅ＝１００／１８０＝５５５Ω。なので、初段の負荷は４２４Ω。初段のｇｍ１は２ＳK１１７の動作点が１ｍＡなので規格表からそのｇｍ１＝９ｍＳ。実機の初段は２ＳＫ９７で、モデルがないのでｇｍの近い２ＳＫ１１７でシミュレートするのだが、これでそう違いはないはず。ということで初段のゲインは９ｍＳ×０．４２４ｋΩ＝３．８１６倍≒１１．６ｄＢ。差動アンプなので本来その１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるのでこのままにする。・２段目のゲインは２段目２ＳＡ６０６のｇｍ２（＝１８０ｍＳ）×その負荷インピーダンスだが、カスコードアンプとウィルソン型カレントミラーの出力抵抗はこれまでの経験値でその並列合成値として２ＭΩと観て、あとはこれとＮＦＢ回路のインピーダンス、そして出力にぶら下がっているＲ１３＝８２０ｋΩとの並列合成値である。で、最低域では２０００ｋ//２８６ｋ//８２０ｋ＝１９２ｋΩであるから、最低域でのゲインは１８０ｍＳ×１９２ｋΩ＝３４５６０倍≒９１ｄＢ。・したがって、最低域でのゲインは初段のゲイン＋２段目のゲインで１１．６ｄＢ＋９１ｄＢ＝１０２．６ｄＢ。・あとは高域に向かってＮＦＢ回路のインピーダンスがＲＩＡＡ特性で低下するにしたがってオープンゲインもＲＩＡＡ特性型に低下し、２０ｋＨｚ超のある時点で、高域ＮＦＢ制限抵抗Ｒ１２＝１ｋΩのためにＲＩＡＡ型の低下が止まり、この時点で２段目のゲインは１８０ｍＳ×１ｋΩ＝１８０倍≒４５ｄＢ、したがってトータルゲインが１１．６＋４５＝５６．６ｄＢとなり、それ以上の周波数ではＮＦＢ回路のインピーダンスは一定なので、それ以上の周波数でのオープンゲインは位相補正Ｃのミラー効果で規定されるｇｍ１／２πｆＣとなり、したがって１００ｋＨｚで５６．８ｄＢ（この場合１００ｋＨｚ以前に５６．６ｄＢまでゲインが下がると計算されているので、１００ｋＨｚではこの計算値より少ないオープンゲインになることになる。）、１ＭＨｚで３６．８ｄＢ、１０ＭＨｚで１６．８ｄＢ。・利得交点周波数は、ｇｍ１／２πｆＣ＝１／βとなる周波数ｆで、この場合、ｇｍ１＝９ｍＳ、Ｃ＝２０ｐＦ、β＝６２／（６２＋１０００）なので、利得交点周波数ｆ＝０．００９＊０．０５８３８／（６．２８＊０．００００００００００２）≒４．１８ＭＨｚ。ちょっと高すぎるか。・と、概算されるのだが、どうか。・ＬＴＳｐｉｃｅで占う。・結果は、ほぼ概算どおりだ。で、クローズドゲイン（緑）は１ｋＨｚで５０．４ｄＢと従前より６ｄＢ大きい。ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量はＤＣから１００ｋＨｚまでほぼ一定で２６ｄＢから２９．５ｄＢ程度確保されている。利得交点周波数は概算より低く３．３ＭＨｚ程度。私のような素人にはこの辺が限界だから、概算より低くて良かった。

・ところで、２段目差動アンプ左側に入れた２０ｐＦの位相補正の効果だが、それをＣ３＝０．０２ｐＦ（無い場合に相当）と２０ｐＦのパラメトリック解析で観る。

・結果はこう。・このＣがない場合オープンゲイン（赤）の２ＭＨｚ以上の領域で減衰度合いが小さくなって膨らんでしまい、その結果ループゲイン（青）も高域側に膨らみ、クローズドゲイン（緑）が１０ＭＨｚ以上で不必要に持ち上がってしまっている。・なので、２０ｐＦの位相補償Cを左側にも加える。

・これらの変更後の動作適切性を方形波応答で観る。・左がＬＴＳｐｉｃｅの占い波形。右が実機の応答波形で下が入力波形、上が出力波形。出力波形は２ＳＫ１１７ＢＬによるソースフォロアバッファ出力で見たもの。上から１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚ。・実機の１ＭＨｚ方形波応答は、入力方形波が鈍っているために本来の応答の姿を示していないことが分かるが、結論としては特に問題のない方形波応答である。ので、動作は適切だ。
Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ｋＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ｋＨｚ１０ｍＶ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ５０ｍＶ／div　５V／div

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Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ４V／div	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＭＣＥＱ　５０．４ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ０．２Ｖ／div　５V／div



・次にフラットアンプ部。・こちらもＮＦＢ抵抗Ｒ７を５．６ｋΩから１２ｋΩに変更し、仕上がりゲインを６ｄＢほど大きくした。のはこの方が使い勝手が良いから。・また、そうすると利得交点周波数が同じで良いならβが小さくなった分位相補正Ｃの容量も比例で小さくできるので、Ｃ１を３９ｐＦから△６ｄＢの２０ｐＦに変更する。

・そのゲイン等を概算してみると、最初に初段のｇｍ１はその動作点が２．５ｍＡなので規格表から２．７ｍＳ。初段の負荷はドレイン抵抗５６０Ωと２段目２ＳＡ６０６のｈｉｅの並列合成値となるので、まず２段目のｈｉｅ＝そのｈｆｅ／ｇｍ２。で、ｈｆｅを１００、ｇｍ２は２段目の動作電流が４．２ｍＡなのでそのｇｍ２＝４０＊４．２＝１６８ｍＳとしてｈｉｅ＝１００／１６８＝５９５Ω。なので、初段の負荷は２８８Ω。したがって初段のゲインは２．７ｍＳ×０．２８８ｋΩ＝０．７７７６倍≒－２．１８ｄＢ。差動アンプなので本来その１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるのでこのままにする。・２段目のゲインは２段目２ＳＡ６０６のｇｍ２（＝１６８ｍＳ）×その負荷インピーダンスだが、カスコードアンプとウィルソン型カレントミラーの出力抵抗はこれまでの経験値でその並列合成値として２ＭΩと観て、これとＮＦＢ回路のインピーダンスとの並列合成値であるが、この場合ＮＦＢ回路のインピーダンスが圧倒的に低いのでカスコードアンプとウィルソン型カレントミラーの出力抵抗は無視できるから、低域でのゲインは１６８ｍＳ×１３ｋΩ＝２１８４倍≒６６．７９ｄＢ。・なのでトータルでオープンゲインは低域で－２．１８＋６６．７９＝６４．６１ｄＢ。・高域については、２段目差動アンプに入れた位相補正Ｃのミラー効果で、初段のゲインをＡ１、２段目のゲインをＡ２、初段の負荷抵抗（ドレイン抵抗と２段目ＴＲのｈｉｅの並列合成抵抗）をＲ、周波数をｆとして、高域のゲインＡ＝Ａ１＊Ａ２／（１＋２πｆ（１＋Ａ２）ＣＲ）となるので、これで計算すると、１ｋＨｚで６４．１ｄＢ、１０ｋＨｚで６０．４ｄＢ、１００ｋＨｚで４７．５ｄＢ、１ＭＨｚで２８．７ｄＢ、１０ＭＨｚで８．８ｄＢとなる。・ので、オープンゲインのｆｃは１０ｋＨｚ程度だろう。・利得交点周波数ｆは＝ｇｍ１＊β／２πＣ＝０．００２７＊０．０７６９／（６．２８＊０．００００００００００２）≒１．６５ＭＨｚ。・また、スルーレートとしては２．５ｍＡ＊２／２０ｐＦ＝２５０Ｖ／ｕＳが見込める。はずだが、前回のヘッドフォンアンプの例からしてこの半分程度かもしれない。・と、概算されるが、ＬＴＳｐｉｃｅではどうか。・やや低めだが殆ど概算通りだ。

・そして位相補正コンデンサーＣ１だが、ＬＴＳｐｉｃｅでＣ１＝５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦのパラメトリック解析をするとこうなる。・オープンゲイン（赤）、ループゲイン（青）、クローズドゲイン（緑）とも高域に伸びている順にＣ１＝５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦの場合である。・Ｃ１＝５ｐＦの場合はクローズドゲイン（緑）に５ＭＨｚをピークとした盛り上がりが生じておりちょっと不適だが、Ｃ１＝１０ｐＦではクローズドゲイン（緑）は１ＭＨｚ以上でピーク無く素直に減衰しており良さ気である。・が、この場合実機の位相回転の方がシミュレーションの占うものより早いようで、実機の方形波応答も観てここは２０ｐＦとする。

・なお、これが位相補正Ｃ１＝２０ｐＦの場合に、２段目差動アンプの左側にＣ２＝２０ｐＦを付加した場合と付加しない場合のパラメトリックシミュレーション結果。・３～４ＭＨｚ以上でより高域側に盛り上がるのが、この２０ｐＦが無い場合である。この不要な盛り上がりを避けるためにＣ２＝２０ｐＦを付加する。

・で、その結果動作適正的にはどうか。方形波応答で観る。

・上から、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ、１ＭＨｚの方形波応答。左がＬＴＳｐｉｃｅの占い波形で右が実機の応答写真で、写真は下が入力波形で上が応答波形。・やはり、この場合シミュレータの占いより実機の方が１ＭＨｚ以上の高域でのオープンゲインの低下及び位相回転は早いようだ。その原因は２ＳＡ６０６のモデルパラメータが正しくないためだろう。・シミュレータでは下のように位相補正Ｃが２０ｐＦの場合は勿論、１０ｐＦにしても方形波の立ち上がりにオーバーシュートが生じない。のだが、実機では写真のとおり位相補正Ｃが２０ｐＦでも多少のオーバーシュートが生じている。・が、その程度は僅かであるので、これは許容範囲と判断し、位相補正は２０ｐＦとする。
Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１０ｋＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１００ｋＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１００ｋＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　５００ｋＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　５００ｋＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div

Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ	Ｎｏ－１２１（ｍｏｄｏｋｉ）　ＦＡ　２２．３ｄＢ　２０ｐF　１ＭＨｚ０．５Ｖ／div　５V／div


・次に、出力にシリーズの１０Ωである。この抵抗はオリジナルＮｏ－１２１にも挿入されているのでそのまま付けていたのだが、この場合、エミッタフォロアがある場合と違って、容量負荷は位相も回転させるがＧＢ積も同時に小さくするのでＮＦＢ的に不安定になることはない。ので、資源の有効活用の観点から取り外す。

・そして最後にパッシブＤＣサーボである。・我がパワーアンプは未だにＮｏ－１３９（もどき）とＮｏ－１４４（もどき）がメインになっている。すなわちパワーアンプの電圧ゲインは４０倍である。そして、これらには出力に０．６ＶのＤＣが加わると動作を停止させる保護回路を搭載してある。ので、その前段のプリアンプ、ラインアンプ等から±１５ｍＶ以上のＤＣ電圧が加えられると保護回路が働いてしまう。・これまでも熱的に安定するまでこの範囲を超えるＤＣオフセットが生じてしまうことがままある状態だった。ので、今回クローズドゲインを２２．３ｄＢに上げたことによりＤＣオフセット、ドリフトが大きくなって、ちょっとそれが実用範囲を超えるものになってしまう。・ここはやはりオリジナルどおり、デュアルＦＥＴのＦＤ１８４０（２Ｎ３９５４）を起用し、その動作点もＱポイントの０．３ｍＡとして、電源電圧も１０．５ＶとしてＦＤ１８４０の発熱も最小限にする、ということが必要なのだろう。・が、先に拵えたＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプでその音に違和感を感じなかった駄耳のわたくしとしては、またしてもパッシブＤＣサーボでＡＣアンプに堕落することにする。・結果は、大きめに見てもＤＣオフセット＆ドリフトは±２ｍＶ以内。と精神的にも非常に気持ちの良いものとなった。・し、音的に悪くなった感じは全くないし。（＾＾；

・で、その音であるが、全く手前味噌ということになるが、これをもって聴くレコードもＣＤもいつまでも聴いていたいという気分になる。・非常に良い音に仕上がったわぃ。（＾＾）