Ｎｏ−２４８

無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプをＳｔｕｄｙする

・まぁ、こんな感じ。 ・Ｎｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・オール半導体。で、±７．２Ｖ電源の電池式。 ・これまでと何が違うのか？　オーバーオール無帰還にしてしまったこと。（ＤＣ領域はＳＡＯＣで帰還が掛かっているが。） ・もうないと思っていたが、４３年前のＤＣアンプシリーズＮｏ−１はオーバーオール無帰還ＤＣパワーアンプだった。そこに還った。
・その特性を観る。 ・右は、カートリッジＶＩＣであるＪ１の入力電圧と、カレントラインアンプの出力であるＲ２８の出力電流の比（電流／電圧）、すなわち、カートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・上から、ボリュームであるＲ２７が１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。 ・縦軸はｄＢ表示であるが、０ｄＢがｇｍ＝１Ｓである。 ・このグラフから、１ｋＨｚにおけるｇｍは、ボリューム＝Ｒ２７が１０ｋΩの場合に７．８ｄＢ≒２．４６Ｓ、１ｋΩの場合０．３９ｄＢ≒１．０４６Ｓ、１００Ωの場合−１６．２ｄｂ≒１５０ｍＳ、１０Ωの場合−３５．７ｄＢ≒１６．５ｍＳ、１Ωの場合−５５．７ｄＢ≒１．６５ｍＳである。 ・から、ＭＣカートリッジＤＬ−１０３の１ｋＨｚでの出力を０．３ｍＶとし、このＭＣプリアンプの後ろにＩＶ変換抵抗１０ｋΩのパワーＩＶＣが繋がれるとすれば、その出力電圧は、ボリューム＝Ｒ２７が１０ｋΩの場合０．０００３×２．４６×１００００＝７．３８Ｖ、１ｋΩの場合３．１４Ｖ、１００Ωの場合４５０ｍＶ、１０Ωの場合４９．５ｍＶ、１Ωの場合４．９５ｍＶとなる。 ・ので、ゲイン設定、ボリューム調整機能設定とも良いかな。
・カートリッジＶＩＣを含むイコライザー部。 ・カートリッジＶＩＣには手持ちの２ＳＫ９７のものを使う。が、２ＳＫ９７や２ＳＫ４３のモデルがないので、シミュレーションでは２ＳＫ１１７ＧＲを使用する。２ＳＫ１１７のｇｍは２ＳＫ９７や２ＳＫ４３より少し大きいので、シミュレーション上のゲインはやや大きくなる。 ・動作点設定は、Q1≒１ｍA、Q2≒Q3≒５ｍA、Ｊ２≒５ｍＡ。 ・ＳＡＯＣは、オリジナルのようなシンプル型は私には難しい。ので、旧差動タイプ。動作点設定はＪ５≒２ｍＡ、Ｊ３≒Ｊ４≒１ｍＡ。
・その電圧ゲインの周波数特性。 ・SAOCによりDCサーボがかかり、２５Hz程度をピークとして低域のゲインが低下し、DCでは−２０ｄB以下のゲインになる。 ・ので、SAOCも適切。 ・２５Hz以上の領域でのRIAA特性の方は、１００Hz以下の領域でやや過剰だが、毎度こうなる。８月号の図１９もそうだから、こんなものだろう。 ・なお、超高域方向ではピークが生じることもなく只々下降していく。のは、さすがにオーバーオール無帰還。
・SAOCのDCサーボ効果を確認する。 ・カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７の入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVで周期１６秒という方形波（要するに±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの直流）を入力してその働きを観じる。
・結果。 ・緑が出力電圧。赤はＱ５の電流値。 ・左から入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの周期１６秒の方形波が加わった場合だが、いずれも方形波が加わった直後SAOCの入力部の時定数により制御が働くまでの間は出力が電源電圧で規定される最大出力電圧に張り付いてしまう。 ・が、ＳＡＯＣ入力のフィルタの時定数による一定時間経過後に出力のDCオフセット電圧がSAOCに検出され、赤で示したSAOCのＱ５の制御電流が立ち上がり、出力電圧を０Ｖに制御することが分かる。 ・プラス側に飽和した後に出力が０Ｖになった緑の線がやや太くなっている。のは、各入力電圧の場合の制御後出力電圧が完全に一致していないことを示している。 ・のだが、電圧軸を拡大して確認すると±１ｍＶ以内のバラつきである。ので問題なし。
・１ｋＨｚでのゲインは６３ｄＢ程度なので、０．９９４ｍＶ（０．７０５ｍVr.p.m.）、１ｋＨｚの正弦波を入力し、出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。 ・なお、ＳＡＯＣ入り口の時定数による動作安定までの時間を見込んで１００ｍＳから２００ｍＳの１００ｍＳ間のデータで測定する。
・結果、２次歪みが−６０ｄB強程度、３次歪みが−８０ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．１２３２７４％ ・私の各種No−２１７MCプリのイコライザーに比較すると歪率は１桁多い。が、オリジナルＮｏ−２４８も８月号の図２１から歪率はこの程度だ。 ・まあ、オーバーオール無帰還だからね。 ・無帰還としては良好？
・カレントラインアンプ部。 ・動作点設定は、Q1≒１ｍA、Q３＝Ｑ４≒１５ｍＡ。 ・ＳＡＯＣは、こちらも旧差動タイプ。動作点設定はＪ３≒２ｍＡ、Ｊ１≒Ｊ２≒１ｍＡ。 ・Ｑ１とＱ５、Ｑ７とＱ９には、実機ではデュアルＴＲ２ＳＣ２２９１と２ＳＡ９９５を起用する。 ・半導体で作ればＳＡＯＣを使用しなくてもオフセットは許容範囲に収まるのではないか？とも考えたが、今回は電流ゲインが大きいのでオフセットも大きくなる可能性がある。し、ＳＡＯＣを付加することにデメリットもない。ので、付加しよう。 ・結果ＤＣアンプではなくなるが、音楽再生アンプがＤＣを増幅しても意味がないので、オール半導体でもこれでいい。
・ボリュームであるＲ７が１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合の電流ゲインの周波数特性。電流ゲインであるから、Ｉ（Ｒ９）／Ｉ（Ｉ１）。 ・上からボリュームＲ７＝１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合である。ボリューム最大で２２ｄＢ程度。良いね。 ・ＳＡＯＣによる低域下降の周波数も１０Ｈｚ以下であり適切だろう。 ・ところで、ＳＡＯＣを付加しておいて“ＤＣから１００ｋＨｚまで完全にフラットな特性”？ 　意味不明。
・SAOCのDCサーボ効果を確認する。 ・入力に振幅が±０．１ｍＡ、０．５ｍＡで周期１６秒の方形波を入力してその働きを観じる。
・緑が出力電圧、赤はＱ８が出力する制御電流。 ・良いね。
・こちらは、ボリューム＝Ｒ７を１００Ωにした場合。 ・緑が出力電圧、赤がＱ８の出力電流なのは同じ。ボリューム＝Ｒ７が１０ｋΩの場合に比すと制御完了までやや時間がかかることが分かる。 ・が、何の問題もない。
・１ｋＨｚでのゲインは２２ｄＢ程度なので、０．１２ｍＡ、１ｋＨｚの正弦波電流を入力し、出力（Ｒ９の電流）がほぼ１ｍＡでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−５５ｄB強程度、３次歪みが−８０ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．２４２９２２％ ・歪率はやや多いか。 ・まあ、オーバーオール無帰還だからね。 ・と言うか、測定の仕方がこれまでと異なるので、これだけでは判断し難い。と言うべきか。
・と、シミュレートしているうちに基板が出来上がって来た。
・ステレオの２チャンネル分が１枚のＡＴ−１Ｗ基板上に収まっている。 ・し、バッテリーチェック回路も左チャンネルの右下隅に収まった。右チャンネルの右下隅には空きスペースがあるが、ここは電源ケーブル等の中継用ランドとして活用する。 ・この際、私のＮｏ−２１５イコライザーアンプを廃用とし、そのケースや部品等を適宜キャリーオーバーする。 ・私のＮｏ−２１５イコライザーアンプは、イコライザー部１チャンネルがＡＴ−１Ｗの半分（要するにＡＴ−１）を占有したが、今回は同スペースにカレントラインアンプ部まで収まった。 ・小さくて可愛いＭＣプリアンプになりそう。（＾＾） ・が、よく見れば取り付け間違いがある。 ・後でこそっと直そう。（＾＾；
・で、回路はこう。
	・基本的にシミュレートした回路に同じ。 ・無帰還ＩＶＣ型イコライザーである点はフェーズメーションのＥＡ−２００に同じで、ＭＪ２０１３年１１月号Ｐ１７に載っているその回路と似ているのは、ＩＶＣ型という考え方が同じだから当たり前か。 ・ＺＤ１、ＺＤ２には０５Ｚ３．０Ｘを起用してみた。が、ランクがＸなのでツェナー電圧が２．７Ｖ程度しかない。ので、各部動作電流はシミュレートしたものよりやや少なくなる。 ・私の手持ちのカートリッジＶＩＣの２ＳＫ９７のＩｄｓｓはほぼ４ｍＡ、ＴＲ１の動作電流を１ｍＡ、ＳＡＯＣのＴＲ５の動作電流をまぁ０．５ｍＡとすれば、ＶＲ１、Ｒ１には４＋１＋０．５＝５．５ｍＡ流れる必要があるので、２．１Ｖ／５．５ｍＡ＝３８２Ωなので、２２０Ωの固定抵抗＋５００Ωの半固定抵抗となる。 ・後の定数は基本芋づる式。 ・ＴＲ６に２ＳＣ２２９１、ＴＲ１１に２ＳＡ９９５を起用したのは、手持ちがあったからだが、まぁ、デュアルＴＲの方がＴＲ＋ダイオードより良いかな、と。 ・であれば、イコライザー部のＳＡＯＣは何故そうしないのか？Ｎｏ−２１５イコライザーからのキャリーオーバーだから。実はそれで基板スペースギリギリに収まっている。って、でっかいＶ２Ａをキャリーオーバーしないで小型のコンデンサーにすれば楽に収まるわなぁ。（＾＾；
・取り付け間違いをこそっと直して（＾＾；ケーシング。 ・ケースはＮｏ−２１５イコライザーアンプから使いまわしのタカチＯＳ４９−１６−２３ＢＢ。
・裏側。 ・下手くそだね。（＾＾；
・調整は、カートリッジＶＩＣを繋いで行う。 ・先ずはイコライザーアンプ部。電源を入れると、その出力（Ｒ５のスケルトン抵抗７．５ｋΩのイコライザーアンプ側が測りやすい）はプラスかマイナス数ボルトに張り付いている。ＶＲ１をゆっくり回すと、ある地点で出力が±２０ｍＶ程度以内に収まる。そこで、ＶＲ２をゆっくり回して出力を０Ｖに近づける。ＶＲ１とＶＲ２はやや関連するのでさらにＶＲ１とＶＲ２を微調整する。出力は０Ｖにピタッと張り付く訳ではない。±数ｍＶの範囲で振動する状態で問題ない。 ・次にカレントラインアンプ部。ＶＲ３を回し、入力点（Ｒ５のスケルトン抵抗７．５ｋΩのカレントラインアンプ側が測りやすい）の電圧を０Ｖに調整する。次にＶＲ４により出力点（Ｒ２６のスケルトン抵抗２２０Ωのカレントラインアンプ側が測りやすい）の電圧を０Ｖに調整する。こちらも±数ｍＶの範囲で動いても問題ない。 ・調整終了。
・で、試聴。
	・私のＡｌｌ-ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリと比較した。 ・結論から言うと、より元気で溌剌としている感じ。 ・Ａｌｌ-ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリの音も良いけれど、比較するとちょっとこじんまりとした感じを受ける。
	・生々しい。 ・雅楽の太鼓、笙、笛、琵琶、木鉦などなどの実在感。 ・臨場している感が素晴らしい。 ・のは、Ａｌｌ-ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリでも同じだが、Ｎｏ−２４８もどきＭＣプリでは、さらに何か解き放たれたような感じがする。逆に言えばＮｏ−２１７もどきＭＣプリの方は、より制御されている感じ。
	・宇宙が鳴り響く演奏には感動する。 ・で、やはり、Ｎｏ−２４８もどきは自由だね。 ・Ｎｏ−２１７もどきの方は、比較して言うなら優等生。 ・Ｎｏ−２４８もどきで聴くと、このレコードをまともに聴くためには部屋とスピーカーを変える必要がある、ということが分かってしまう。 ・って、そんなことはとっくに承知だが。（爆）
	・やはり我があばら家にはこの程度の規模のものが合う。（爆） ・透明感。 ・あぁ、田舎はいい。（＾＾） ・これは、ＮＦＢありとなしの差だなぁ。 ・ない方がより自由闊達といった感じで、それによって音楽に出会う感動がより大きいのかも知れない。
	・と、Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリを擁護したいのだが、、、 ・勝負としては、Ｎｏ−２４８もどきＭＣプリの圧勝だね。（爆） ・進化という言葉を使うのであれば、確かに進化の度合いは大きい。（と言っても差は僅かだが（＾＾；） ・いやはや、NONーNFB。 ・こんなことになるとは。
・革命？ ・と、感じるほどの感受性は私にはない。（爆）　し、Ｎｏ−２４８オリジナルを作った訳ではないので、私の関知するところでもない。 ・が、もう限界だろう。とは思う。レコードの溝に入っている音以上の音は出ない。そんな音だ。 ・ＳＡＯＣによるカップリングコンデンサーレスの直結化、カートリッジＶＩＣ、電流伝送、シンプル化（差動の廃止）、ＩＶＣ型イコライザー、オーバーオール無帰還。 ・Ｎｏ−２１５で本格的に始まった新世代はＮｏ−２４８で完成かな。 ・違うか？（＾＾； ・と、小さくて素晴らしいＭＣプリアンプが出来た。（＾＾）　　 ・写真下は勝負に敗れたＡｌｌ−ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプ。

平成２８年８月７日

その後

・まぁ、こんな感じ。 ・Ｎｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・今度は±１８Ｖレギュレーターを用いたＡＣ電源式。 ・勝負に敗れたＡｌｌ-ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプが、Ｎｏ−２４８もどきに変身するようだ。 ・だから使用可能な部品は極力キャリーオーバー。
・その特性を観る。 ・右は、カートリッジＶＩＣであるＪ１の入力電圧と、カレントラインアンプの出力であるＲ３３の出力電流の比（電流／電圧）、すなわち、カートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・上から、ボリュームであるＲ３４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。２０ｋΩと１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。２０ｋΩの場合を加えたのは、ボリュームに用いるのがキャリーオーバーする２０ｋΩであるため。 ・縦軸はｄＢ表示であるが、０ｄＢがｇｍ＝１Ｓである。 ・ボリューム＝Ｒ３４が１ｋΩの場合の１ｋＨｚにおけるｇｍは、−１．4２ｄＢと上の電池式に比較すると１．８１ｄＢ小さい。 ・全体に上の電池式よりそれだけｇｍが小さいが、上の電池式の使用感から判断すると、これでも問題ないだろう。 ・何故小さくなったのか？ ・それはカレントラインアンプの電流ゲインを、素子の損失の関係で小さくせざるを得ないから。その分、イコライザー出力の７．５ｋΩを５．６ｋΩに小さくして（キャリーオーバーして）帳尻を合わせたのだが、それでもやや小さくなったということ。 ・一番キャリーオーバーですませたいのがイコライザー素子だが、このグラフを見る限り上手くいっている。１００Ｈｚ以下の領域でのＲＩＡＡ特性も、上の電池式より上出来だ。
・カートリッジＶＩＣを含むイコライザー部。 ・動作点設定は、Q1≒１ｍA、Q2≒Q3≒1.2ｍA、Ｊ５≒５ｍＡ。 ・Ｑ２、Ｑ３はエミッタ抵抗を大きくして出力インピーダンスを高める。 ・ＳＡＯＣは、キャリーオーバーなので旧差動タイプ。動作点設定はＪ４≒２ｍＡ、Ｊ２≒Ｊ３≒１ｍＡ。
・その電圧ゲインの周波数特性。 ・SAOCによりDCサーボがかかり、２０Hz程度をピークとして低域のゲインが低下し、DCでは−２０ｄB以下のゲインになる。 ・ので、SAOCも適切。 ・２０Hz以上の領域でのRIAA特性の方は、１００Hz以下の領域でやや過剰だが、２０Ｈｚで８４ｄＢ、３０Ｈｚで８３ｄＢ、１ｋＨｚで６３ｄＢだから、上の電池式に比較するとその程度は良いね。ちなみに２０ｋＨｚで４３ｄＢである。
・SAOCのDCサーボ効果を確認する。 ・カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７の入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVで周期１６秒という方形波（要するに±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの直流）を入力してその働きを観じる。
・緑が出力電圧。赤はＱ５の電流値。 ・左から入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの周期１６秒の方形波が加わった場合だが、いずれも方形波が加わった直後SAOCの入力部の時定数により制御が働くまでの間は出力が電源電圧で規定される最大出力電圧に張り付いてしまう。 ・が、ＳＡＯＣ入力のフィルタの時定数による一定時間経過後に出力のDCオフセット電圧がSAOCに検出され、赤で示したSAOCのＱ５の制御電流が立ち上がり、出力電圧を０Ｖに制御することが分かる。
・１ｋＨｚでのゲインは６３ｄＢ程度なので、０．９９４ｍＶ（０．７０５ｍVr.p.m.）、１ｋＨｚの正弦波を入力し、出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。 ・なお、ＳＡＯＣ入り口の時定数による動作安定までの時間を見込んで１００ｍＳから２００ｍＳの１００ｍＳ間のデータで測定。
・結果、２次歪みが−６５ｄB強程度、３次歪みが−１００ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０４６２４９％ ・上の電池式に比べると一桁下がって１／３の歪率。Ｑ３に掛かる電流帰還（＝ＮＦＢ）が大きくなったからだろう。
・カレントラインアンプ部。 ・動作点設定は、Q３≒１ｍA、Q２＝Ｑ６≒１０ｍＡ。 ・ＳＡＯＣは、旧差動タイプ。動作点設定はＪ３≒２ｍＡ、Ｊ１≒Ｊ２≒１ｍＡ。 ・Ｑ３とＱ４には、実機ではデュアルＴＲ２ＳＡ９９５を起用する。 ・Ｑ２、Ｑ６の動作点を上の電池式のように１５ｍＡではなく１０ｍＡに設定したのは、これでもうそれぞれの損失が１３０ｍＷに達してしまうから。 ・ここにはキャリーオーバーで２ＳＡ７２６と２ＳＣ１４００を起用するのだが、２ＳＡ７２６の最大損失は１５０ｍＷ、２ＳＣ１４００は２５０ｍＷであるから、特に２ＳＡ７２６の方は限界に近い。 ・ので、ゲインを稼ぐためにこれ以上流すわけにはいかない。 ・このため、このカレントラインアンプの電流ゲインは概算５．１ｋΩ／５１０Ω＝１０倍（２０ｄＢ）と、上の電池式より小さくせざるを得ない。
・ボリュームであるＲ１７が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合の電流ゲインの周波数特性。電流ゲインであるから、Ｉ（Ｒ１６）／Ｉ（Ｉ１）。 ・上からボリュームＲ７＝２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合である。２０ｋΩの場合と１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・ボリューム１０ｋΩで１８ｄＢ程度と上の電池式より４ｄＢ程度小さい。が、ボリューム２０ｋΩで１９ｄＢ程度と、差は３ｄＢに縮む。２０ｋΩのボリュームを使っていて良かったね。 ・ＳＡＯＣによる低域下降の周波数も１０Ｈｚ以下であり適切。
・SAOCのDCサーボ効果を確認する。 ・入力に振幅が±０．１ｍＡ、０．５ｍＡで周期１６秒の方形波を入力してその働きを観じる。
・先ずはボリュームであるＲ１７が１０ｋΩの場合。 ・緑が出力電圧、赤はＱ８が出力する制御電流。 ・良いね。
・こちらは、ボリューム＝Ｒ１７を１００Ωにした場合。 ・緑が出力電圧、赤がＱ８の出力電流なのは同じ。 ・ボリューム＝Ｒ１７が１０ｋΩの場合に比すと制御完了までやや時間がかかっているが、当然で問題ない。
・１ｋＨｚでのゲインは、ボリュームＲ１７が１０ｋΩで１８ｄＢ程度なので、０．１８ｍＡ、１ｋＨｚの正弦波電流を入力し、出力（Ｒ１６の電流）がほぼ１ｍＡでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−７０ｄB強程度、３次歪みが−１０５ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０２４６２５％ ・素晴らしい。上の電池式に比して１／１０の歪率。 ・まあ、電源電圧が高いからね。
・ところで、上の電池式のイコライザー部だが、 ・手持ちにＳＥ１５０００ｐＦがあったので、ＥＱ素子をオリジナルに合わせて作ってしまったが、今更だが、これでも良かったかな、と。
・良好だね。
・要するにＱ２，Ｑ３のエミッタ抵抗を２ｋΩとして電流帰還（＝局部ＮＦＢ）を増やしてＱ２，Ｑ３の出力インピーダンスをＥＱ素子のインピーダンスより高くして、このＥＱ素子定数でも正しいＲＩＡＡ特性が得られるようにしたわけだが、物は試しにＱ２をオリジナルで採用されている２ＳＡ１９６７のフルモールドパッケージ版である２ＳＡ１９６８にしてみる。
・結果。 ・２ＳＡ１９６８（＝２ＳＡ１９６７）はＨｆｅが小さいため（ここではこのＴＲにとっては電源電圧が低いことも相まって）２ｋΩのエミッタ抵抗でも出力インピーダンスがこの定数のＥＱ素子のインピーダンスに見合った高さにならない。このため数ｋＨｚ以下でＲＩＡＡ特性から大分かい離してしまう。 ・これでは使えないね。
・そこで、ＥＱ素子の方をオリジナルの素子定数に変更し、要するにＥＱ素子のインピーダンスを下げてこれに対応する。
・正しいＲＩＡＡ特性になった。 ・当然全体的にゲインが小さくなり、ここではＳＡＯＣによる低域のピークも１０Ｈｚ程度となってしまっているが、この辺は他で調整すれば良い。 ・と、半導体で低電源電圧で作ればわざわざ２ＳＡ１９６７（２ＳＡ１９６８）を起用する必要はないので、ＥＱ素子の定数を真空管式のオリジナルに合わせて変える必要はないのだね。 ・私は手持ちに１５０００ｐＦがあったのでそうしてしまったが。（爆）
・と、シミュレートしているうちに基板が出来上ってきた。 ・が、何となく基板中央付近の間が抜けている。 ・のは、実は基板が出来上ってきてから実際に部品を間引いたため。 ・基板裏側には、間引かれて不要になったランドに残る半田の痕跡が美しくない。 ・であれば、基板を作り直せば良い。 ・が、まぁ、そのためにも万能基板に組んでいるのだしね。 ・見栄えは良くないが、暑いし、手間を省いてこのままにする。（爆）
・で、その回路。
・間引いたので、シミュレートした回路とちょっと違っている。 ・のは、この際カレントラインアンプ部をさらにシンプル化することとし、イコライザー部の出力をより直接的に受け取る方式に変えて、０Ｖ入力のための回路を省いたのである。（カレントラインアンプ部にいにしえのフラットアンプ部の如くにＡＵＸで外部から入力する必要がある場合は０Ｖ入力の従来型にすれば良い。） ・加えて、イコライザー終段２ＳＫ１１７ＢＬの電流出力をそのソース抵抗でＩＶ変換しさらにそれをイコライザーからカレントラインアンプへの接続抵抗でＶＩ変換してカレントラインアンプに伝達するという従来型の手順を省き、２ＳＫ１１７ＢＬの電流出力を直接カレントラインアンプに伝達しようという訳。すなわち、カートリッジＶＩＣとイコライザー部の接続と同じ、フォールデッドカスコード接続。 ・要すれば二重のシンプル化だが、果たしてまともに動作するか？
・そりゃあ、まともに動作するわなぁ。（爆） ・右は、カートリッジＶＩＣであるＪ１の入力電圧と、カレントラインアンプの出力であるＲ３３の出力電流の比（電流／電圧）、すなわち、カートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・上から、ボリュームであるＲ３４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。２０ｋΩと１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・縦軸はｄＢ表示であるが、０ｄＢがｇｍ＝１Ｓである。 ・ボリューム＝Ｒ３４が１ｋΩの場合の１ｋＨｚにおけるｇｍは、２．２７ｄＢと上の電池式に比較すると１．８８ｄＢ大きくなった。 ・全体に上の電池式よりそれだけｇｍが大きいが、上の電池式の使用感から判断するとこれでも何ら問題ない。 ・で、本当にシンプルになったね。ＭＣプリアンプがこんなんで良いんだろうか？と思えるわなぁ。（＾＾； ・これ以上のシンプル化？ ・無理。 ・ＳＡＯＣ部？　勿論この電源電圧であればシンプル型にできるが、私の場合ここはキャリーオーバなのでそのままにする。
・念のため、シンプル化したカレントラインアンプの特性を観る。 ・なお、信号の電流源Ｉ１に５ｍＡの直流を流しているが、これはイコライザー部の２ＳＫ１１７ＢＬの動作点電流５ｍＡ相当分。
・先ずは、ボリュームであるＲ１４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合の電流ゲインの周波数特性。電流ゲインであるから、Ｉ（Ｒ１３）／Ｉ（Ｉ１）。 ・上からボリュームＲ７＝２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合である。２０ｋΩの場合と１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・ボリューム１０ｋΩで１８ｄＢ程度、ボリューム２０ｋΩで１９ｄＢ程度と、従来型と同じ。 ・ＳＡＯＣによる低域下降の周波数も１０Ｈｚ以下であり適切。
・SAOCのDCサーボ効果を確認する。 ・入力に振幅が±０．１ｍＡ、０．５ｍＡで周期１６秒の方形波を入力してその働きを観じる。
・ボリュームＲ１４が１０ｋΩの場合。 ・緑が出力電圧、赤はＱ５が出力する制御電流。 ・従来型より制御完了までの時間がやや長いが、良いね。
・ボリューム＝Ｒ１４を１００Ωにした場合。 ・緑が出力電圧、赤がＱ８の出力電流なのは同じ。 ・この場合も従来型より制御完了までやや時間がかかっているが、まぁ、大丈夫だろう。
・１ｋＨｚでのゲインは、ボリュームＲ１４が１０ｋΩで１８ｄＢ程度なので、０．１８ｍＡ、１ｋＨｚの正弦波電流を入力し、出力（Ｒ１３の電流）がほぼ１ｍＡでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−６０ｄB強程度、３次歪みが−８５ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０８０９７１％ ・ありゃ、従来型の３．３倍の歪率。 ・が、上の電池式よりは良い数値だ。 ・から良かろうて。
・そうじゃなくて、そこまでするならＳＡＯＣも減らせるだろ！ ・そうですね。（＾＾； ・ってこう。 ・ついでにＳＡＯＣもシンプル型にする。
・カートリッジＶＩＣであるＪ１の入力電圧と、カレントラインアンプの出力であるＲ３３の出力電流の比（電流／電圧）、すなわち、カートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・上から、ボリュームであるＲ３４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。２０ｋΩと１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・と、まともに動作する。 ・ここまででもう本当に限界だね。 ・が、ＳＡＯＣの入り口のローパスフィルターのコンデンサーの容量が０．６８ｕＦだし、ボリュームであるＲ３４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合によって、低域のピークの周波数がちょっと異なっている。 ・と難癖を付けて今回は採用を見送り、次回にでも考えよう。
・と、シミュレートしているうちにケーシングも終了。って、ケースは使い回しなので配線しただけだが。（＾＾；
・レギュレーターは、我がＮｏ−１２８からＡｌｌ−ＴＲ版Ｎｏ−２１７と引き継いできたものをそのまま使用。
・早速音出し。 ・・・・・・・・・・・・ ・ワンダフル（＾＾）
・これで我がＡｌｌ−ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプは、めでたくＮｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプに変身。また、それを記念してパイロットランプもＢｌｕｅＬＥＤに変身。 ・写真上はバッテリー式Ｎｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・写真下は真ん中のＮｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの電源部。
・なお、その後、下の回路図の丸で囲んだ部分を回路図のとおり変更してある。
・また、電池式のＮｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの方も、下の回路図の丸で囲んだ部分を回路図のとおり変更してある。
・何故なの？ ・さぁ（＾＾；

平成２８年８月１９日

その後の２

・ブラッシュアップ後のＮｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。
・カートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・上から、ボリュームであるＲ３４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。２０ｋΩと１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・ボリューム＝Ｒ３４が１ｋΩの場合の１ｋＨｚにおけるｇｍは、０．３５ｄＢ。我が家の環境ではこれを０ｄＢ程度にするのが丁度良い。
・カートリッジＶＩＣを含むイコライザー部の特性。 ・緑はＪ５のソース側電圧で観た電圧ゲインの周波数特性。 ・ピンク（赤と１０ＭＨｚ以上の領域以外でほぼ重なっているので赤に見える。）はＪ５のドレイン電流で観たｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・相互コンダクタンスの方は０ｄＢ＝１Ｓである。 ・そして青は、緑のＪ５ソース側電圧をカレントラインアンプとの接続抵抗７．５ｋΩ＝０．１３ｍＳ（−７７．７ｄＢ）で電流変換した場合のｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・と、オリジナルでは接続抵抗で−７７．７ｄＢの電圧、電流変換を行ってカレントラインアンプに信号伝達をするのだが、これはＪ５の電流信号のまま直接信号伝達する。 ・私の従来型では接続抵抗は５．６ｋΩ＝０．１７９ｍＳ（−７５．０ｄＢ）で電流変換したのだが、その場合のｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性が、赤である。 ・その信号の伝達レベルはＪ５のドレイン電流直接接続のレベルとほぼ同じであることが分かる。 ・要するに、ＩＶ、ＶＩ変換過程を省いたんだね。 ・が、１０ＭＨｚ以上の領域で信号の下降の仕方に違いがある。 ・何故か？　知らない。（爆）
・イコライザー部の１ｋＨｚでのゲインは６３ｄＢ程度なので、０．９９４ｍＶ（０．７０５ｍVr.p.m.）、１ｋＨｚの正弦波を入力し、その電圧出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。 ・既にその電圧出力は利用しないのだが、比較上その出力で観る。 ・結果、２次歪みが−７０ｄB強程度、３次歪みが−１０５ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０２６８４７％ ・ブラッシュアップ前よりさらに良くなった。
・カレントラインアンプの特性を観る。 ・信号の電流源Ｉ１に３．２１４ｍＡの直流を流しているが、これはイコライザー部の２ＳＫ１１７ＢＬの動作点電流相当分。
・ボリュームであるＲ１４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合の電流ゲインの周波数特性。電流ゲインであるから、Ｉ（Ｒ１３）／Ｉ（Ｉ１）。 ・上からボリュームＲ７＝２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合である。２０ｋΩの場合と１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・ボリューム１０ｋΩで２０ｄＢ程度、ボリューム２０ｋΩで２１ｄＢ程度。 ・ＳＡＯＣによる低域下降の周波数も１０Ｈｚ以下であり適切。
・１ｋＨｚでのゲインは、ボリュームＲ１４が１０ｋΩで２０ｄＢ程度なので、０．１４ｍＡ、１ｋＨｚの正弦波電流を入力し、出力（Ｒ１３の電流）がほぼ１ｍＡでの歪みの状況。 ・結果、２次歪みが−６０ｄB強程度、３次歪みが−８５ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０８２２７４％ ・ブラッシュアップ前より僅かに悪いが、まぁ殆ど同じ。 ・ブラッシュアップになっていない。（＾＾；
・ボリューム１ｋΩの場合の最大出力を観る。 ・入力に１ｋＨｚ、０．５ｍＡ，１ｍＡ、１．５ｍＡ、２ｍＡの電流を入力して、出力電圧及び出力電流（Ｒ１３の電流）を観る。
・入力１．５ｍＡで、プラス側で出力電流３．８７ｍＡ、出力電圧９．４Ｖで飽和する。 ・いいかな。
・結果、ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶとしてこのＭＣプリアンプの出力電圧、出力電流（Ｒ３３の電流）及びＥＱ部の出力電圧を観ると、ボリュームＲ３４が１ｋΩで右のようになる。 ・先ず、ピンクのイコライザー部単体の出力電圧だが、ぎりぎり８ｍＶ入力までは何とかなっている。 ・何を観ているのか？って、勿論最大許容入力を観ているのだが、上下対称で８ｍＶまでだから、まっ、御の字だね。 ・が、このＩＶＣ型ＭＣプリアンプはＥＱ部とカレントラインアンプが直結なので、カレントラインアンプ部の出力能力がＥＱ部以下であると、カレントラインアンプ部がこのＭＣプリアンプの最大許容入力を決めることになる。 ・で、カレントラインアンプ部の出力電圧と出力電流（Ｒ３３の電流）を観ると４ｍＶ弱の入力までは何とかなっている。 ・この辺は電源電圧とカレントラインアンプ部終段の動作電流によるが、この場合は電源電圧ではなく、終段の動作電流に縛られてここまでである。 ・いまいちという感も無きにしも非ずだが、実用上は全く問題はない。 ・ので、まぁいいかな。 ・ちなみに、オリジナルＮｏ−２４８もカレントラインアンプの終段動作電流を１０ｍＡから１５ｍＡにしたのはこの辺が理由だろう。
・２ＳＡ７２６Ｇにこれ以上電流を流せないし、どうせそんな大きな出力を使うことはないのでこれでいい。 ・が、分かっているなら何とかしたら。という声もある。のでこう。 ・カレントラインアンプの終段の動作点を１５ｍＡにする。
・結果、同様な状況でこう。 ・カレントラインアンプ部の出力電圧と出力電流（Ｒ３３の電流）は、５ｍＶ入力程度までは可能となった。 ・たった１ｍＶだが、最大許容入力は広がった。 ・が、こんなに大きな出力は実際使わない。
・とは、この方式のボリュームコントロールの場合は言えない。 ・右は、同様にボリュームのＲ３４が２００Ωの場合。 ・単純に言うと、出力電流がＲ３４のボリュームに食われるだけなので、出力を小さくしてもあまり状況に変化は出ない。 ・この場合でも５．５ｍＶ程度の入力電圧まで可能になるに過ぎない。 ・要すれば、最大許容入力の観点からカレントラインアンプ部の終段の動作点は考える必要がある。ということになる。
・ので、カレントラインアンプの終段動作点を１５ｍＡにした場合の特性をもう少し確認する。
・カートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・上から、ボリュームであるＲ３４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。２０ｋΩと１０ｋΩの場合は殆ど重なっている。 ・ボリューム＝Ｒ３４が１ｋΩの場合の１ｋＨｚにおけるｇｍは、０．２ｄＢ。丁度良い。 ・と、当たり前だが殆ど同じ。
・カートリッジＶＩＣを含むイコライザー部の特性。 ・当然だが変化なし。
・ボリュームであるＲ１４が２０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合のカレントラインアンプ部の電流ゲインの周波数特性。 ・こちらも殆ど同じ。
・さて。
・電池式のＮｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの方だが、
・一応ブラッシュアップしたものの、また変更を加えてある。 ・ＥＱ素子のＲ８を５６０ｋΩから２４０ｋΩへ変更。 ・その結果、右のカートリッジＶＩＣを含めたＭＣプリアンプトータルのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性の通り、低域における過剰な盛り上がりがなくなり、より正しいＲＩＡＡ特性になっている。 ・オリジナルＮｏ−２４８では、本文で説明されているように、ＥＱ素子のインピーダンスを下げるため、３．４の倍率でＥＱ素子の定数が変更されている。 ・すなわち、５１ｋΩ／３．４＝１５ｋΩ、１５００ｐＦ×３．４＝５１００ｐＦ、５１００ｐＦ×３．４＝１７３４０ｐＦ≒１７２００ｐ　ｏｒ　１７５００ｐＦ、そして、８２０ｋΩ／３．４＝２４１．２ｋΩ≒５６０ｋΩ？ ・Ｚｅを従来の１／３．４って、（５１ｋΩ＋８２０ｋΩ）／３．４＝２５６．１７６ｋΩで、１５ｋΩ＋５６０ｋΩ＝５７５ｋΩにはならない。 ・１５ｋΩ＋２４０ｋΩ＝２５５ｋΩが正しい。 ・何故オリジナルＮｏ−２４８ではこれが５６０ｋΩなのか？ ・は、知る由もないが、まぁ、オリジナル回路では出力インピーダンスが十分に上がらず、現物合わせて抵抗値を決めたのかな。単なる勘違いかな。それとも低域増強のためわざと？ ・まっ、この世は全て自灯明。 ・で、ここは２４０ｋΩに変更。
・同様に、ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶとしてこのＭＣプリアンプの出力電圧、出力電流（Ｒ３３の電流）及びＥＱ部の出力電圧を観る。 ・まず、ボリュームＲ３４が１ｋΩの場合。 ・ピンクのイコライザー部単体の出力電圧だが、ぎりぎり８ｍＶ入力までは何とかなっている。電源電圧の高い上のＡＣ電源式と同等だから、正に御の字だ。 ・が、カレントラインアンプ部の出力電圧と出力電流（Ｒ３３の電流）は３ｍＶ入力で既に飽和してしまっている。 ・この辺は電源電圧とカレントラインアンプ部終段の動作電流によるのであるが、この場合は終段の動作電流ではなく、±７．２Ｖという電源電圧によるものである。
・ボリュームＲ３４を５００Ωにした場合がこう。 ・この場合は、３ｍＶの入力まではカレントラインアンプの出力電圧及び出力電流とも対応できている。 ・その場合の出力電流はピーク１．９ｍＡであるので、この出力を受け取るパワーＩＶＣのＩＶ変換抵抗が１０ｋΩの場合でそのパワーＩＶＣの出力電圧はピーク１９Ｖであるから、我が家の環境では、これで実用上十分である。 ・し、最大許容入力の観点でも、２０ｄＢの余裕があれば問題はないので（この辺は異論があるかな（爆））、これで良いかな。
・が、結局、こうなった。
・どういうことか？ ・を、ＬＴｓｐｉｃｅで観る。
・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。 ・上の見直しでこのゲインを下げ過ぎたので、１ｋＨｚで６０．２ｄＢと６０ｄＢ程度に戻した。 ・オリジナル２４８と同様、ＥＱ素子のインピーダンスが低い分Ｑ３の２ＳＣ２２４０でゲインをプラスして１ｋＨｚで６０ｄＢ程度のゲインにする。信号はなるべく信号源に近いうちに大きくするという考え方だ。が、大きくし過ぎれば他の要素と齟齬を生じる。ので、その辺のバランスも観ての設定。 ・ピンクはカレントラインアンプの電流ゲイン。２１ｄＢ程度とした。あわせて、終段の動作点を１５ｍＡから１０ｍＡに下げた。±７．２Ｖ電源の電池式なのにオリジナル２４８に合わせてむやみにパワーアップする必要はない。し、電池式としては消費電流を出来るだけ減らしたい。ここは１０ｍＡで十分だ。 ・赤がＲ１０の電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・相互コンダクタンスの方は０ｄＢ＝１Ｓであるが、電圧ゲインがＲ１０の５．６ｋΩ＝０．１７９ｍＳ（−７５．０ｄＢ）で電流変換され、１ｋＨｚで−１５ｄＢとぴったりとなっている。 ・これにカレントラインアンプ部の電流ゲイン２１ｄＢが加算され、１ｋＨｚで６ｄＢ＝２Ｓが、このMCプリアンプのｇｍ(相互コンダクタンス）である。 ・が、最終的には出力のアッテネータで電流が分流されるので、青の通り、１ｋＨｚにおけるｇｍは、ボリューム＝Ｒ２７が１０ｋΩの場合に４．９５ｄＢ、１ｋΩの場合−２．４７ｄＢ、１００Ωの場合−１９ｄｂ、１０Ωの場合−３８．６ｄＢ、１Ωの場合−５８．６ｄＢとなっている。
・ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶとしてこのＭＣプリアンプの出力電圧、出力電流（Ｒ３３の電流）及びＥＱ部の出力電圧を観る。 ・ボリュームＲ３４が１ｋΩの場合。 ・ピンクのイコライザー部単体の出力電圧だが、４ｍＶ入力までの対応とした。イコライザー部のゲインを高くすれば、電源電圧との兼ね合いでここはこうなる。上のブラッシュアップでは、ここだけ広げ過ぎてちょっとバランスに欠けた。ので、変更。 ・カレントラインアンプ部は、ボリュームR３４が１ｋΩでは３ｍV入力までは可だ。４ｍＶ入力は飽和する。
・ボリュームＲ３４を５００Ωにした場合がこう。 ・この場合は、カレントラインアンプ部も４ｍＶの入力まで対応できている。 ・その場合の出力電流はピーク１．８３ｍＡであるので、この出力を受け取るパワーＩＶＣのＩＶ変換抵抗が１０ｋΩの場合でそのパワーＩＶＣの出力電圧はピーク１８．３Ｖであるから、我が家の環境では、これで十分である。
・ＤＬ−１０３の１ｋＨｚの基準出力０．３ｍＶに対する最大許容入力の余裕が２０ｄＢ（１０倍）で本当に良いのか？市販品だったら４０ｄＢ（１００倍）は余裕があるんじゃないの？ ・なので、右は世上評価の高いＮｏ−２１８のもどき。
・４ｍＶ入力がぎりぎりマイナス側で飽和。
・イコライザー部の歪を観る。 ・１ｋＨｚでのゲインは６０．２ｄＢなので、１．３８ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力し、出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−５８ｄB強程度、３次歪みが−８２ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．１２９５６０％ ・当初より僅かに悪いが殆ど同じといったところ。 ・まぁ無帰還としては良好？
・カレントラインアンプ部の歪を観る。 ・１ｋＨｚでのゲインは２０ｄＢ程度なので、０．１４１ｍＡ、１ｋＨｚの正弦波電流を入力し、出力（Ｒ１６の電流）がほぼ１ｍＡでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−５８ｄB強程度、３次歪みが−８５ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．１１３１６００％ ・当初の約半分となった。終段の動作点を１５ｍＡから１０ｍＡに減らしたことが効いたかな。
・さて、ＡＣ電源式のＮｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの方だが、
・新しい基板が出来上がってきた。 ・ので、早速装着。
・で、その回路はこう。
・随分簡素。 ・どういうことか？ ・を、ＬＴｓｐｉｃｅで観る。
・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。 ・１ｋＨｚで６０．４８ｄＢと、カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７（２ＳＫ９７）のフォールデッドカスコード電流出力をＥＱ素子でＩＶ変換するだけで十分なゲインが得られる。ので、カレントアンプを撤去した。のは、掲示板でｋｋｏｍｅさんのご教示でこれが可能なことに気づいたため。 ・考えてみれば、Ｎｏ−２１７、Ｎｏ−２１８形式もカートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７（２ＳＫ９７）の電流出力をＥＱ素子でＩＶ変換して１ｋＨｚで６０ｄＢ程度の電圧ゲインを得ているのだから、このＥＱ素子定数を使用すればこうなるのは当たり前で、であればオリジナル２４８のようにカレントアンプを加えてゲイン増加を図る必要はない。 ・Ｊ５のソース側に定電流回路を付加したのは、同じく掲示板でkkomeさんに頂いたご教示によるもの。まぁこの回路はレギュレータが優秀なことが前提の回路ではあるのだが、レギュレータが優秀であったとしても、対アース基準で増幅するに越したことはない。 ・カレントラインアンプは従前の終段動作点１０ｍA版のまま。従ってピンクのカレントラインアンプの電流ゲインは２１ｄＢ程度。終段の動作電流を１５ｍAにすると２SA７２６の許容損失を超えるのでこれをそのデュアル版である２SA７９８（の片側使用）に交換する必要がある。が、ここは１０ｍＡで十分だ。って、それで十分なようにもした。 ・赤がJ５の２SK117のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。１ｋHで−１４．５ｄBである。これはEQ部の電圧ゲイン（１ｋHzで６０．５ｄB）をJ５のソース側抵抗５．６ｋΩ＝０．１７９ｍＳ（−７５．０ｄＢ）で電流変換した数値になる。
・これにカレントラインアンプ部の電流ゲイン２１ｄＢが加算され、１ｋＨｚで６．５ｄＢ＝２．１１Ｓが、このMCプリアンプのｇｍ(相互コンダクタンス）である。 ・が、最終的には出力のアッテネータで電流が分流されるので、青の通り、１ｋＨｚにおけるｇｍはボリューム＝Ｒ２７が２０ｋΩの場合に６．１ｄB、１０ｋΩの場合５．４ｄＢ、１ｋΩの場合−２．０６ｄＢ、１００Ωの場合−１８．７ｄＢ、１０Ωの場合−３８．２ｄＢ、１Ωの場合−５８．２ｄＢ。
・ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ、３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍV、８ｍV、９ｍV、１０ｍVとしてこのＭＣプリアンプの出力電圧、出力電流（Ｒ３３の電流）及びＥＱ部の出力電圧を観る。 ・ボリュームＲ３４が１ｋΩの場合。 ・ピンクのイコライザー部単体の出力電圧は１０ｍＶ入力まで対応している。実はシミュレーションでは１１ｍVまで可能だ。電源電圧が高いが故だ。 ・カレントラインアンプ部は、ボリュームR３４が１ｋΩでは５ｍV入力までは可だ。カレントラインアンプ部は従前通りなのに従前の場合の４ｍＶ入力までが５ｍＶ入力までとなったのは、イコライザー部のゲインが３ｄＢほど小さくなったからである。この辺のバランス。
・ボリュームＲ３４を５００Ωにした場合がこう。 ・この場合でもカレントラインアンプ部は５ｍＶの入力。 ・これは終段の動作点によるものなので、出力をボリュームで絞ってもこれ以上は増えない ・その場合の出力電流を観れば十分以上。
・イコライザー部の１ｋＨｚでのゲインは６０．５ｄＢ程度なので、１．３ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力し、その電圧出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。 ・その電圧出力は利用しないのだが、比較上その出力で観る。
・結果、こちらも随分と簡素。 ・２次歪みが−７３ｄB強程度、３次歪みが−１０７ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０２２６３８％ ・イコライザー部としてはこれまでで最良。
・シンプル型SAOCのDCサーボ効果を確認する。 ・カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７の入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVで周期１６秒という方形波（要するに±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの直流）を入力してその働きを観じる。
・結果。 ・緑が出力電圧。赤はＪ１の電流値。 ・左から入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの周期１６秒の方形波が加わった場合だが、いずれも方形波が加わった直後SAOCの入力部の時定数により制御が働くまでの間は出力が電源電圧で規定される最大出力電圧に張り付いてしまう。 ・が、ＳＡＯＣ入力のフィルタの時定数による一定時間経過後に出力のDCオフセット電圧がSAOCに検出され、赤で示したSAOCのＪ１の制御電流が立ち上がり、出力電圧を０Ｖに制御している。 ・のは、旧差動型と同じだが、入力電圧が大きくなるほどに０Ｖへの収斂値がやや０Ｖからかい離している。のは、ＳＡＯＣのゲインが旧差動型より小さいため。 ・が、実用的には問題ない。

平成２８年９月４日

結論

・こんな簡素なアンプからこんな音がして良いのだろうか。 ・何もやっていないスケルトン構成の極みのようなＭＣプリアンプ。 ・そんな簡素なアンプからこんな音が出てしまってはどうしようもないね。 ・本当か？ ・単なるプラシーボ効果じゃないか？ ・と、我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプと比較試聴。 ・なお、我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプの回路は、未報告だったが、本格的電流伝送化に伴い最低限の変更を加えてこうなっていた。

・うん、悪くないよね。 ・と言うか、大変良いよ。我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプ。（爆） ・これだけ聴く限りはこんなに素晴らしいＭＣプリアンプはないだろうと思える。

・が、 ・聴き比べると負けるんだなぁ。 ・どこが？じゃなくて、全ての点で。。。 ・無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・上なんだなぁ、こっちの方が。 ・参った。 ・こんな簡素なアンプからこんな音がして良いのだろうか。 ・何もやっていないスケルトン構成の極みのようなＭＣプリアンプ。 ・そんな簡素なアンプからこんな音が出てしまってはどうしようもないではないか。 ・プラシーボ効果だな。多分。（爆）

平成２８年９月１０日

その後の３

・我がオール半導体式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・その音はちょっと良いのではないかなぁ。（＾＾； ・レコードに閉じ込められた音楽が演奏者とともに生き生きとよみがえる。 ・とは、いつものフレーズだが、「楽音と奏者の存在感が極めて大きく、音楽に出会う感動がとびきり大きい。」「従来のアンプの延長上の音にもかかわらず、進化の度合いが歴然としている。」ので、聴くばかりだ。 ・が、我が電池式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプのその後をちょっと。 ・下が現在の回路。
・以前との違いは、Ｒ１０が１０ＭΩ→１００ＭΩ、Ｒ１４が５．６ｋΩ→５１０Ω、Ｒ２１が１０ＭΩ→５．６ＭΩの３点。 ・要はＳＡＯＣを見直したものだが、カレントラインアンプの方は低域下降周波数をより適切にしたに過ぎないが、イコライザーについては、カートリッジＶＩＣをつながなくてもその出力を０Ｖに調整できるようにしたもの。その結果、イコライザーのオフセットについてはカートリッジＶＩＣをつながないままで粗調整が済んでしまう。 ・まっ、そんなことはどうでも良いと言えばどうでも良いのだが、従前でカートリッジＶＩＣを接続しないとイコライザー部の出力はマイナスの大きな電圧に張り付いていた。これがちょっと嫌な感じだった。ので、見直したもの。 ・そうするためにはイコライザー部のＳＡＯＣ制御電流を出力するＴＲ５の吸い込み電流を増加する必要があり、そのためにはそのエミッタ抵抗Ｒ１４の抵抗値を小さくする必要がある。ので従来の約１／１０の５１０Ωにしたのである。 ・が、このＲ１４はＳＡＯＣの制御電圧を制御電流にＶＩ変換する機能も担っており、その変換率は抵抗値に反比例するから、抵抗値を１／１０にするとＳＡＯＣの効きが１０倍になってしまう。その結果現実的にはＳＡＯＣによる低域のピーク周波数が３倍程高い周波数に上がってしまう。これに対応するため、ＳＡＯＣの入り口の時定数を決める抵抗Ｒ１０の抵抗値の方を１０倍にしたのである。 ・が、１００ＭΩなんて、大丈夫か？ ・と、おっかなびっくりだったのだが、やってみたら、動作に問題なく、出てきた音もＩＶＣ型ＭＣプリアンプの音そのまま。 ・なので、こうした。結果、とても気持ちが良い。（＾＾）
・結果は右図のとおり。 ・緑がイコライザー部の電圧ゲインだが、ＳＡＯＣによるピークは２０Ｈｚ程度と適切である。 ・赤がカレントラインアンプの電流ゲインであり、ＤＣから高域１ＭＨｚ付近までフラットである。が、カーキ色の通りＳＡＯＣの作用で低域数Ｈｚ程度から下降している。 ・青が最終的なこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。上からボリュームが１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。その周波数特性は当然だがイコライザー部とカレントラインアンプ部の特性が加算され反映したものになっている。
・やはり１００ＭΩを起用したSAOCのDCサーボ効果が心配なのでＬＴｓｐｉｃｅで観る。 ・カートリッジＶＩＣである２ＳＫ１１７の入力に振幅が±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVで周期１６秒という方形波（要するに±１ｍＶ、５ｍV,１０ｍV、１５ｍVの直流）を入力してその働きを観じる。
・動作にかなり時間を要するかな、従来の１０倍？と思ったら、そんなことはなく２〜３倍程度だ。 ・これなら問題ないね。
・真空管式のオリジナル２４８はさぞ良かろうね。

平成２８年９月１９日

その後の４

・我がＡＣ電源式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプのその後をちょっと。 ・現在の回路がこう。
・変更点は、ＶＲ１が１ｋΩ→５００Ω、ＶＲ２が５００Ω→５０Ω、ＶＲ２とシリーズにあった５１０Ωの撤去、Ｒ８が１０ＭΩ→３０ＭΩ、そしてＲ９が６．２ｋΩ→２．２ｋΩの５点。 ・要は先の電池式と同様ＳＡＯＣを見直したもの。こちらはイコライザー部のみである。 ・その心は先の電池式と同じく、カートリッジＶＩＣを接続しない状態でも、出力のオフセットを０Ｖに調整出来るようにしたもの。 ・だが、こちらの場合、カートリッジＶＩＣを接続しない状態でイコライザー部のＳＡＯＣの入力点のオフセットを０Ｖに調整した後にカートリッジＶＩＣを接続すると、イコライザー部のＳＡＯＣの入力点のオフセットは−０．３Ｖ程度になってしまう。 ・これは、イコライザー部のＳＡＯＣがシンプル型のため、そのゲインが不足していることが原因のようで、これ以上両立が図れる調整は困難だ。 ・なので、イコライザー部のＳＡＯＣを旧差動型に戻そうか、とも思ったが、そのために基板を作り直すのは面倒だし、そもそもイコライザー部とカレントラインアンプ部は２ＳＫ１１７のドレイン側で信号伝達しており、そのソース側電圧が０Ｖから多少外れても、イコライザー部、カレントラインアンプ部双方の動作に何の影響もない。 ・ので、これで良い。 ・なお、カレントラインアンプ部の出力は、イコライザー部がどちらの状態でも、カレントラインアンプ部自体のオフセット調整後は０Ｖのままである。
・その辺もシミュレーターが見せてくれる。
・電源オンから２０秒間のイコライザー部ＳＡＯＣの入り口の電圧推移が緑、カレントラインアンプ部のＳＡＯＣ入り口の電圧推移が赤である。 ・上のシミュレーション回路では、カートリッジＶＩＣとイコライザー入力間にＲ１６を挿入し、これを０．０１Ω（接続相当）と１００ＭΩ（断絶相当）のパラメトリック解析でカートリッジＶＩＣをつないだ場合とつながない場合を一気にシミュレートしている。 ・結果が右の通りで、０Ｖへの収束まで時間を要していない方がカートリッジＶＩＣを接続していない場合であり、時間を要している方がカートリッジＶＩＣを接続した場合である。 ・カートリッジＶＩＣを接続した場合において、イコライザー部ＳＡＯＣの入り口の電圧が０Ｖまで収束せず、ややマイナス電位にあることも分かる。拡大して数値を読むと−２８２ｍＶである。この辺の電圧値も実機の場合と良く一致している。 ・という訳で、電源オンから１０秒位は待っていてね。
・こちらは、電池式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプのもの。 ・見方は全く同じ。 ・結果も同様で、０Ｖへの収束まで時間を要していない方がカートリッジＶＩＣを接続していない場合であり、時間を要している方がカートリッジＶＩＣを接続した場合である。 ・イコライザー部ＳＡＯＣの入り口の時定数を決める抵抗１００ＭΩは流石に伊達ではないね。０Ｖ収束までにかなり時間を要することが分かる。 ・という訳で、こちらは電源オンから２０秒位は待っていてね。
・ＡＣ電源式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプに戻り、
・結果。 ・緑がイコライザー部の電圧ゲインだが、ＳＡＯＣによるピークは２０Ｈｚ程度と適切。 ・赤がカレントラインアンプの電流ゲインであり、本来ＤＣから高域１ＭＨｚ付近までフラットである。が、カーキ色の通りＳＡＯＣの作用で低域数Ｈｚ程度から下降している。 ・青が最終的なこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。上からボリュームが２０ｋΩと１０ｋΩがほぼ重なっており、以下１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。その周波数特性は当然イコライザー部とカレントラインアンプ部の特性が加算され反映したものとなっている。
・我がオール半導体式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・その音はなかなか良いのではないかなぁ。（＾＾； ・レコードから何とも生きた楽器、生きた人の声が聴こえてくる。 ・こんなに血の通った感覚が得られるとは。 ・命が一層キラキラと輝いている。 ・無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。嘘みたいだがちょっと凄い。
・が、課題がないわけではない。 ・イコライザー部がかなりの高インピーダンス動作なので、ＡＣ電源だとやはりハムを拾いやすい。　←誤認識であることが↓で判明 ・この点では電池式は有利だ。電池式の方はイコライザー部のインピーダンスが１／３．４ということもあるし。

平成２８年９月２２日

その後の５

・続いてこう。
・これで無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。の全て。 ・増幅部よりＳＡＯＣ部の方が複雑だ。大丈夫か？ ・これで音が良かったら、もう終わりだね。 ・ところで、ＦＥＴ２のゲートシリーズ抵抗６８Ωは寄生発振防止用の抵抗である。カソードフォロアーのみならずソースフォロアーにもこのような抵抗が必要な場合がある。（爆）
・さて、ことの始まりは、プラシーボ効果で悦に入っていたところ、掲示板でまたしてもkkomeさんから素敵な御教示を賜ったこと。 ・右は上のＡＣ電源式無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの特性図だが、イコライザー部で稼いだゲイン（右図緑）を、Ｊ５（２ＳＫ１１７）の電圧電流変換で−７５ｄＢ引き下げ（右図赤）、カレントラインアンプで２１ｄＢ戻して（右図ピンク）、アッテネータで最終的なゲイン調整をする（右図青）という手順にはまだ無駄がある。Ｊ５（２ＳＫ１１７）の電圧電流変換率を２０ｄＢ上げればカレントラインアンプは必要ない。ということなのだか、全くその通りである。 ・さらに、Ｊ５（２ＳＫ１１７）の電圧電流変換率を可変型にすれば、ボリューム調整がそれで出来るとのご教示も頂いた。これも全くその通り。 ・プラシーボ効果で悦に入っている場合ではない。 ・基本的にＫ教徒なのでオリジナルの呪縛からなかなか逃れられない。素直にそのまま作ろうとする。のだが、そういう視点で見ると、オリジナル２４８の構成は、２１７、２１８当時の、フラットアンプ部にＣＤラインアンプ出力又はＤＡＣ出力を入力してフラットアンプ部でボリューム調整をした構成を引き摺っているという風にも見えてくる。 ・ＤＡＣも電流出力となり、旧フラットアンプ部又は現行カレントラインアンプ部でそのボリューム調整を行う必要は既にないのだから、ＭＣプリのカレントラインアンプも、無くせるものなら無くしても良いのだ。 ・とは言え、オリジナル２４８には必然性があってカレントラインアンプが採用されているに違いない。 ・ので、良い子はこういうことを考えてはいけない。（爆）
・が、既にＥＱ部も改悪した邪教徒の身なので、ご教示に従いカレントラインアンプ部も省略するとこう。 ・旧カレントラインアンプ部にあるのは、単にＪ５の電流を反転させるフォールデットカスコード回路とその動作点を決める定電流回路である。
・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。１ｋＨｚで６０．１ｄＢ。 ・赤がJ５の２SK117のドレイン電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性だが、１ｋHで５．２ｄBである。 ・これがEQ部の電圧ゲイン（１ｋHzで６０．１ｄB）をJ５のソース側抵抗５６０Ω＝１．７８６ｍＳ（−５５．０ｄＢ）で電流変換した結果である。 ・目論見通りカレントラインアンプは不要なゲインとなり、後はアッテネータで調整すれば青の通り、適切な電流出力が得られる。 ・が、課題もある。カレントラインアンプをなくしたので、その電流ゲインとともに、電流値自体の増幅機能もなくなる。 ・ので、出力に必要な電流値は、Ｊ５自体で確保する必要があり、となるとＪ５の動作点は１０ｍＡになる。という点である。 ・そうなると、当然だがＪ５に起用するＦＥＴのＩｄｓｓは２０ｍＡが必要になる。 ・ので、２ＳＫ１７０のＶランクを起用している訳だが、Ｖランクでも２ＳＫ１７０のＩｄｓｓの範囲は１０ｍＡ〜２０ｍＡであるので、２ＳＫ１７０ＶのＩｄｓｓが２０ｍＡのものは中々手に入らないだろう。 ・可能性があるのは２ＳＫ１４７及びその後継と思われる２ＳＫ３６９のＶランクである。それらのＶランクのＩｄｓｓは１４ｍＡ〜３０ｍＡなので、２０ｍＡ以上のものが得られる可能性がある。が、手持ちがないし、今や手に入らないよなぁ。。。
・が、kkomeさんのご教示の通り、もう１石加えれば悩むことなく解決する。
・緑がイコライザー部の電圧ゲイン。１ｋＨｚで６０．５ｄＢ。 ・赤がＱ４の２SＣ２２４０のコレクタ電流で観たイコライザー部のｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性だが、１ｋHで５．５ｄBである。 ・そのエミッタ側抵抗５６０Ω＝１．７８６ｍＳ（−５５．０ｄＢ）での設定通り。 ・で、アッテネータで調整して青の通り適切な電流出力。 ・この構成なら、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ３、Ｑ９の動作点電流を１５ｍＡに増やして、オリジナル２４８並みにパワーアップを図ることも簡単である。
・こう。 ・で、ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶとしてこのＭＣプリアンプの出力電圧、出力電流等を観る。
・まずはボリュームＲ３４が１ｋΩの場合。 ・上図のピンクがＥＱ点の出力電圧、上の青はＱ４（２ＳＣ２２４０）の出力電流、下図の青がだＯＵＴ点の出力電圧、そして赤がＲ３３を流れる、要するにこのＭＣプリの出力電流。 ・結論的には、このＭＣプリの最大許容入力はＱ４の２ＳＣ２２４０の動作点で決まっていて、１５ｍＡ＊５６０Ω＝８．４ＶでＥＱ点がマイナス側で飽和する点が限界である。上図からＥＱ点とＱ４のコレクタ電流は入力８ｍＶまで対応できることが分かる。 ・Ｑ４の出力電流をフォールデットカスコードで反転した最終的な出力については、ボリューム１ｋΩの場合、今度は電源電圧の制約から下図の通り、入力７ｍＶまでの対応となっている。 ・素晴らしい。
・ボリュームＲ３４が５００Ωの場合。 ・ＯＵＴ点でも１８Ｖ−６Ｖ＝１２Ｖの電源電圧の制約範囲内なので、全てＱ４の動作点電流による制約である入力８ｍＶまでの対応となっている。 ・素晴らしいね。
・カートリッジＶＩＣの入力に１ｍＶ１ｋＨｚの正弦波を入力し、ボリュームＲ３４を調整してＲ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率をＦＦＴで観ると。
・二次高調波が−７２ｄＢ程度、三次高調波が-９３dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０２５８０５％ ・素晴らしい。 ・早速製作。
・と思ったのだが、この際、出力の電流も確保しながらフォールデッドカスコードの電流反転部分を省略してさらに簡素化してしまえ、と思ってしまったのだった。 ・で、それが成り立つためには電流が流せてｇｍの大きいＦＥＴが必要。 ・なので、思い切ってＭＯＳ−ＦＥＴの２ＳＫ２１４を起用して、その動作点を１５ｍＡに設定する。 ・２ＳＫ２１４はＩｄ＝１５ｍＡではｇｍ＝５０ｍＳと、良いんではないかな。 ・が、出力を２ＳＫ２１４のソース側から取り出すので、いわゆる電流出力ではない。 ・ならば、アッテネータを通例通りとすれば？ ・が、この場合はアッテネータ部の抵抗が電圧電流返還率設定抵抗を兼ねているので、それを踏まえると回路図のような抵抗値設定にせざるを得ない。 ・これでプリアンプ−パワーアンプ間あるいはチャンネルフィルター間が電流伝送になるのか？ ・それが問題だ。（爆）
・が、結果は右。 ・緑が電圧ゲインだが、１ｋＨｚで６０．１ｄＢ。SAOCによるピークも２０Hz程度と適切。 ・赤がＲ３２の電流で観たこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。 ・Ｒ３４の値により、１ｋＨｚで３．９ｄＢから５．２ｄＢまでとなっている。ここは当然こうなる。 ・最終的には、アッテネータで調整され、青の通りＲ３４が１ｋΩの場合３．１ｄＢ、１００Ωの場合−１．６ｄＢ、１０Ωの場合−１５．８ｄＢ、１Ωの場合−３４．９ｄＢ、０．１Ωの場合−５４．８ｄＢである。 ・ゲイン、ボリューム調整機能とも良いのではないかな。
・ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶとしてこのＭＣプリアンプの出力電圧、出力電流を観る。
・まずはボリュームＲ３４が５００Ωの場合。 ・緑がＯＵＴ点の出力電圧、そして赤がＲ３３を流れる、要するにこのＭＣプリの出力電流。 ・なんと素晴らしいねぇ。入力９ｍＶまで対応できている。 ・なお、この限界値を決めているのは、Ｍ１の動作点電流値である。１５ｍAとパワーアップした効果だ。 ・が、こんな大出力使うわけがない。（爆）
・こちらはボリュームＲ３４が５０Ωの場合。 ・この場合も入力９ｍＶまで対応出来ている。 ・素晴らしい。
・カートリッジＶＩＣの入力に１ｍＶ１ｋＨｚの正弦波を入力し、ボリュームＲ３４を調整してＲ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率をＦＦＴで観る。
・二次高調波が−７９ｄＢ程度、三次高調波が-１００dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０１１６５８％ ・ええぇぇ。本当か？ ・本当だったらとても素晴らしいね。
・当然これもカートリッジＶＩＣを接続しない状態でも出力のオフセットを０Ｖに調整出来るように設計してある。 ・カートリッジＶＩＣの２ＳＫ９７もＩｄｓｓが８ｍＡ以下のものなら皆大丈夫かな。 ・カートリッジＶＩＣとイコライザー入力間にＲ１６を挿入し、これを０．０１Ω（接続相当）と１００ＭΩ（断絶相当）のパラメトリック解析でカートリッジＶＩＣをつないだ場合とつながない場合の出力電圧の動きを一気に観る。
・結果が右。 ・０Ｖへの収束まで時間を要していない方（ピンク）がカートリッジＶＩＣを接続していない場合で、時間を要している方（緑）がカートリッジＶＩＣを接続した場合。 ・SAOCのゲインが十分なので、どちらの場合もしっかり０Vに収束している。ので、出力オフセット調整はカートリッジＶＩＣを接続しない状態で実施すればそれで終わり。 ・ただし、どうしても０ｍVに正確に調整しないと気が済まないという場合を除く。（爆） ・ただ、電源オンから１５秒位は待っていてね。
・という訳で、我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプも、我がオールＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプに続いてＡＣ電源式無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプに変身してしまった。 ・当然電源部のレギュレーターは従来のものをそのまま活用。 ・カートリッジＶＩＣを含めてもアンプ部は５石で構成されるＭＣプリアンプを、ＳＡＯＣ及びこのレギュレーターで支える。 ・実に贅沢。といえば贅沢かな。 ・が、簡単なものほど周りが支えなければならないのが世の常。
・で、その音だが、 ・ＦＥＴらしいきめ細やかさを感じるが、素晴らしい。 ・要すれば２ＳＫ９７で電圧増幅して２ＳＫ２１４でそれを電流増幅しただけのＭＣプリアンプから、こんなにもあからさまな音が出てしまってはどうしようもない。 ・もう終わりだね。 ・ＯＶＥＲ。 ・ただし、ハムを拾いやすいのは欠点。ヘッドフォンだとちょっとそれが目立つ。ので、そういうのが嫌な人は止めた方が良い。 ・これでＡＣ電源式無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプが二つになってしまった。 ・ので、こちらはＡＣ電源式簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプと呼ぶことにしようかな。

平成２８年９月３０日

その後の６

・ハムの原因が、イコライザー部の高インピーダンス動作のためで、そのためＡＣ電源だとハムを拾いやすいのだと思っていた。 ・が、誘導による場合はトランス部を動かしたり、アンプ部のどこかに手を触ったりするとハム音に変化があるなどするものだが、今回はそういうことがない。ハム音は一定だ。 ・なので、もしや単純にレギュレータでハムを取り切れていないのかな？ ・すなわち、単純にレギュレータのリップル抑制能力が足りていないだけではないか？ ・と、何気に転がっていたパワーＩＶＣ用のリチウムイオンバッテリー。 ・丁度いい電圧だ。 ・と思って、これで動作させてみると、・・・ ・ハムなんか拾わない。（爆） ・近くでＡＣ電源部を動作させていてもね。 ・レギュレータでのリップル抑制能力を高めて、確かめる以外にない。
・ので、こういうものを作った。 ・メタルキャンタイプなのは、ジャンクボックスにたまたま入っていたから。
・そして、電源部のケース内に組み込む。
・その回路は点線で囲んだ部分。 ・オリジナルも何気にダブルレギュレータとなっているが、これで我がＡＣ電源式Ｎｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプもダブルレギュレータとなる。 ・Ｋ式のレギュレータではなくＬＭ３３８で間に合わせているところが如何にも“もどき”だね。（爆） ・が、結果、ハムは消滅。 ・これで、アンプ部に組んだレギュレータだけではリップル抑圧能力が足りないことが判明。 ・オリジナル２４８もあの部分がダブルレギュレータなのはこのためだろう。多分。
・簡単なものほど周りが支えなければならないのが世の常。 ・で、上のリチウムイオンバッテリーでも、ダブルレギュレータ化した下のＡＣ電源でも同じ音がする。 ・ように思う。が、どうかな。（＾＾；

平成２８年１０月９日

その後の７

・さらに残る私のＮｏ−２１７もどきＭＣプリアンプ。 ・下から６１１１採用のハイブリッド版、その上が２ＳＫ７９採用のＳＩＴ版、その上が２ＳＫ１７０を採用したＦＥＴ版、そしてその上にあるのが今回の簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプとそのＡＣ電源部。 ・それらＮｏ−２１７もどきを無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプと聴き比べてみると、大変良いのだが、やはりもう一皮むけきっていないように感じるのだなぁ。 ・また、もう終わってしまって何もやることはないのだが、ＭＯＳ−ＦＥＴを採用したＡＣ電源式簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプはハムが消滅してしまうと、今度はホワイトノイズがやはり少し大きいと感じる。 ・ので、残る我がＮｏ−２１７もどきＭＣプリアンプ達も変身させてしまおうかな。（＾＾； ・と、言っても簡素化はこれ以上は考えられない。 ・ホワイトノイズがやや大きい原因と思われるＭＯＳ−ＦＥＴ２ＳＫ２１４を他に変えるぐらいしかない。←誤認識であることが↓で判明
・ので先ずはトランジスタ。 ・ついでにＫ教徒らしく名石２ＳＡ６０６（６０７）、２ＳＣ９５９（９６０）を起用する。 ・なんていうのはどうだろう。 ・２ＳＡ９７０、２ＳＣ２２４０を２ＳＡ７２６、２ＳＣ１４００にしても良いかなぁ。 ・なお、右のインバーテッドダーリントンの２ＳＡ６０６を２ＳＡ９７０にすると、この部分フェーズメーションのＥＡ−２００と全く同じになる。 ・が、柴〇先生おっしゃる通り、「１００％の局部帰還をかけ、高入力インピーダンス／低出力インピーダンス／高速応答／高リニアリティ／高ドライブ能力を確保している。」という訳。何だか良くわからないけど。（爆）
・結果、問題なく上手くいきそうである。
・今一つはＳＩＴ。 ・２ＳＫ２１４を考えたときに実はＳＩＴの２ＳＫ７９と２ＳＫ６３も考えたのである。手持ちがあるので。 ・高耐圧だし電流も流せるしと使い手のあるＦＥＴだ。三極管特性だけどね。 ・残った我がＮｏ−２１７もどきＭＣプリアンプにもこのＳＩＴを使用したものがあるので、他にやることがないとなればこうして使うしかあるまい。
・２ＳＫ７９のｇｍが小さいので僅かにゲインが小さくなるが、問題ないね。
・と、ホワイトノイズがやや大きい原因が本当にＭＯＳ−ＦＥＴの２ＳＫ２１４なのか？を、確かめるために、ＳＩＴの２ＳＫ６３に置き換えてみる。 ・足の位置に注意して差し替えるだけだ。再調整の必要もない。取りあえずの差し替えなので千鳥足になる。がしょうがない。 ・うん、やはりホワイトノイズは小さくなった。気がする。（爆） ・が、なくなるわけではない。まぁ、どちらも許容範囲。 ・で、２ＳＫ６３。良い音がする。綺麗で美しい。 ・ＳＩＴ版も作る気になった。 ・それともこのままにするか。（爆）
・こういうものがアメリカからやってきた。原産国はＪＡＰＡＮだが。
・ブリッジに組んで、
・電源部のケース内に組み込む。
・Ｂ８Ａ０３より順方向電圧が大きいようだ。ＳＣＳ３０６ＡＰ。整流後の電圧が２７．５Ｖ程度と１Ｖ下がった。 ・問題の音だが、・・・ ・ダブルレギュレータを噛ませているし、駄耳の私に分かろうはずがない。（爆） ・のだが、交換当初は、余り好印象ではなかった。 ・何だか荒っぽいし、生々しさに欠ける感じ。Ｂ８Ａ０３に戻してしまおうかな。。。とも思った。 ・まぁ、そう性急に判断しなくても、と、聴き続ける。。。 ・と、徐々にまぁ良いかな、と思えてきた。 ・先ず、パワフルだね。力強い。エネルギッシュ。 ・次に、鳴らすほどにパワフルさに美しさも感じられるようになってきた。 ・う〜ん、単に耳が慣れただけかな。（爆） ・まぁ、しばらくこうしておこう。
・二週間が過ぎた。 ・別に測っていないので実働時間は不明だが、良くなった気がする。 ・当初は失敗か、と思ったのだが、時間が過ぎて霧は晴れた。 ・ＳＩＣ　Ｓｈｏｔｔｋｅｙ　Ｂarrier　Ｄｉｏｄｅ ・バッテリードライブも良いが、このＡＣ電源ドライブも良いね。と、思えるところまで来た。
・また一月が過ぎて、 ・２ＳＫ１７０を採用したＦＥＴ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプも、やはりＡＣ電源式簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプに変身してしまった。 ・懐かしの２ＳＡ６０６と２ＳＣ９６０が見える。 ・が、下の回路図のとおり、この際、２ＳＡ７２６、２ＳＣ１４００も、と、かつての名石をフル活用。 ・と、妄想した通りの超豪華、レア版。（爆） ・で、これでＭＣプリアンプの全て。なのはやはり驚くね。
・電源は、別ケースのトランス部は共用し、アンブ部内蔵のレギュレーターは従来のものをそのまま活用。
・で、その音だが、 ・・・・・・・・・・・ ・参るね。 ・金田式の音を思い出した。（爆） ・って、長年慣れ親しんできたこれぞ金田式！といった音がするのだ。 ・帯域を伸ばしたという感じではなく、グッと中域のエネルギーを凝縮して、力強く感情熱く豊かに迫ってくる。 ・２ＳＡ６０６の音かなぁ。 ・簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。簡素無帰還ゆえ素子の音が出るのだな。 ・多分（爆）

初夢

・おまえ、アホやなぁ ・と、正月早々に天の声。 ・何が？（怒） ・何がって、お前の考えた簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの終段、フォロアである必要はないだろ。エミッタ（ソース）接地でいいじゃん。 ・えっ〜〜Σ（・□・；）
・お前の作ったトランジスタ版だけど、これでいいじゃん。 ・これならまごうことなく電流出力だ。 ・し、こっちの方がＳＡＯＣもシンプルになるよ。 ・その意味で正統＆更なるシンプル化だね。 ・ハハハハハ ・ガーン（　＾ω＾）・・・
・その特性。 ・緑が電圧ゲイン。１ｋＨｚで６０．４ｄＢから６１．６５ｄＢ。接地動作なので終段のゲインが負荷値により変わるが、負荷値と近いエミッタ抵抗＝５６０Ωとしてあるのでその差は僅かになる。 ・赤がＲ３２の電流で観たこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。１ｋＨｚで５．４ｄＢ程度＝１．８６Ｓ ・最終的には、アッテネータで調整され、青の通りＲ３４が１ｋΩの場合４．５５ｄＢ、１００Ωの場合−０．６ｄＢ、１０Ωの場合−１５．４ｄＢ、１Ωの場合−３４．７ｄＢ、０．１Ωの場合−５４．６ｄＢ。 ・ゲイン、ボリューム調整機能とも良い。
・その歪率もＦＦＴで観てみな。
・二次高調波が−８０ｄＢ程度、三次高調波が-９５dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．００９８０７％ ・Σ(ﾟдﾟlll)ｶﾞｰﾝ ・ついに小数点以下３桁台。
・う〜ん。。。。。。 ・参った。 ・どうしようかな。
・取りあえずSIT版をこれで行こうかな。
・上の方で観たフォロアの場合と違ってゲインが小さくならない。
・が、 ・２ＳＡ６０６、２ＳＣ９６０、２ＳＡ７２６、２ＳＣ１４００を起用した超豪華、レア版のＡＣ電源式簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの方があっという間に再変身してしまった。（爆） ・貴重な２ＳＣ２２９１も不要となって有難い。し、基板上も少しパラっとした。 ・ほぼ部品配置は変わらぬ最小限の変更でお告げ通りのエミッタ接地型となった。（＾＾） ・ユニバーサル基板AT-1を使うとこうしたちょっとした改変があっという間に出来る。 ・その回路は下図。
・お告げ通りに終段をダーリントン接続のエミッタ接地回路に変更。 ・エミッタ接地動作と言っても、そのエミッタ抵抗５６０Ωで電流帰還が掛かるので、負荷抵抗（５６０Ω＋１００Ωとボリューム１ｋΩとのパラ）との比率で電圧増幅率はほぼ０ｄＢ（１倍）と改変前のエミッタフォロア型と変わらない。 ・その動作点は定電流回路に変わった２ＳＡ６０６で１５ｍＡに設定。なのも改変前に同じ。 ・違いはイコライザー素子の接続点。改変前はアースに接続したが、これを−１８Ｖ電源へと接続替えした。理由は接地動作となった終段と動作起点を揃えるため。Ｋ式レギュレータといえども理想電源ではないので、こうしないと音もやかましくなる。 ・で、その特性だが、
・緑が電圧ゲイン。１ｋＨｚで６０．４ｄＢから６１．６５ｄＢ。接地動作なので終段のゲインが負荷値により変わるが、負荷値と近いエミッタ抵抗＝５６０Ωとしてあるのでその差は僅かになる。 ・赤がＲ３２の電流で観たこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。１ｋＨｚで５．４ｄＢ程度＝１．８６Ｓ ・最終的には、アッテネータで調整され、青の通りＲ３４が１ｋΩの場合４．５５ｄＢ、１００Ωの場合−０．６ｄＢ、１０Ωの場合−１５．４ｄＢ、１Ωの場合−３４．７ｄＢ、０．１Ωの場合−５４．６ｄＢ。 ・と、お告げの際に観たとおり。 ・イコライザー素子の接続点が変わっただけだから当たり前。
・カートリッジＶＩＣの入力に１ｍＶ１ｋＨｚの正弦波を入力し、ボリュームＲ３４を調整してＲ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率をＦＦＴで観る。
・二次高調波が−８０ｄＢ程度、三次高調波が-９５dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０１０２２６％ ・ざんねーん。 ・イコライザー素子の接続点を変えただけが、僅かに歪率が悪くなった。 ・が、良い数値だよね。（＾＾）
・調整時、電源オン後のオフセットの出方、０Ｖへの収束の仕方が、これまでのものと違うことに気づいた。 ・最初のオフセット電圧がこれまでのものに比して小さい。 ・そして、カートリッジＶＩＣをつながない場合の方がつないだ場合よりも０Ｖへの収束に時間を要する。これはこれまでのものと逆だ。 ・シミュレーターはその辺どう見せてくれるか。
・結果が右。 ・やはりそうだ。 ・０Ｖへの収束まで時間を要している方（ピンク）がカートリッジＶＩＣを接続していない場合で、時間を要していない方（緑）がカートリッジＶＩＣを接続した場合。 ・何故、これまでと違ってこうなるのか？ ・知らん（爆） ・が、SAOCが強力なので、どちらの場合もしっかり０Vに収束する。事実上トリマーによる出力オフセット調整が不要なほどである。
・さて、お告げにより改変した後のその音だが、 ・良いね。パワフルで圧倒的な情感、存在感。今度は２ＳＣ９６０の音かな。（＾＾） ・では、改変前のフォロア型と比べてどうか？ ・う〜ん。。。。。。分からん（爆） ・が、不思議なことにエミッタ接地型はフォロア型に比べてホワイトノイズが全く小さい。 ・このノイズレベルは、上の電池式に匹敵する静けさだ。何故かは知らないがこれは素晴らしい。これだけでも接地型に変えた甲斐がある。 ・簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリ。差動２段から考えるととても信じられないが、これでプリは終焉だ。
Ｂｌｕｅ
・続いて、ＭＯＳ−ＦＥＴ使用の元祖簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリもあっという間に変身してしまった。 ・接地型に変身したＴＲ版の音を聴くと、これも接地型に変更しないわけにはいかない。 ・で、これも部品配置はほぼ変わらぬ最小限の変更でソース接地型となった。 ・ＡＴ−１はありがたい。 ・その回路は下図。
・まっ、トランジスタがＭＯＳ−ＦＥＴに変わっただけだ。（爆） ・が、この際終段の定電流回路にもＭＯＳ−ＦＥＴの２ＳＪ７７を起用。 ・あと、初段。ちょっと手当をしてある。
・特性は勿論トランジスタ版と殆ど同じ。 ・まぁ、当たり前。
・Ｒ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率は、
・二次高調波が−７０ｄＢ程度、三次高調波が-１００dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０３１０６０％ ・トランジスタ版の３倍ほどだ。 ・が、悪くはなかろう。
・電源オン後のオフセットの出方、０Ｖへの収束の仕方だが、
・トランジスタ版と同じだね。カートリッジＶＩＣをつないだ場合の方（緑）が早く０Ｖに収束する。カートリッジＶＩＣをつながない状態の場合（ピンク）の方が０Ｖに収束するまでの時間が長い。 ・SAOCが強力なので、どちらの場合もしっかり０Vに収束する。 ・が、事実上トリマーによる出力オフセット調整が不要なほどと感じるトランジスタ版に比較すると、こちらは０ｍＶに調整するためにはトリマー調整が必要な程度の強力さである。 ・ＴＲ版のダーリントントランジスタはＭＯＳ−ＦＥＴよりｇｍが大きいためだろう。
・で、接地型に変更した後のその音だが、 ・良いねぇ。（＾＾） ・流石にＭＯＳ−ＦＥＴ。帯域が伸びてすきっと晴れやかと言うか爽やかさを感じる音がする。 ・トランジスタ版も良いがこれも良いね。 ・で、トランジスタ版では、エミッタ接地型がフォロア型に比べてホワイトノイズが全く小さくなったのだが、なんとこのＭＯＳ−ＦＥＴ版でもこのソース接地型はホワイトノイズが全く小さい。トランジスタ版に匹敵する静けさだ。 ・上のフォロア型の際にＭＯＳ−ＦＥＴが故にホワイトノイズが大きいものと思ったのだが、どうもそうではないようだ。こうなると回路構成によるものと考えるしかない。 ・いずれにせよこの静けさはありがたい。 ・簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリ。差動２段から考えるととても信じられないが、これでプリは終焉だ。
Ｇｒｅｅｎ
・良いことばかりの接地型のようだが、世の中そうそううまい話ばかりではない。得るものがあれば失うものがあるのが世の常である。 ・それがこれ。 ・ＭＯＳ−ＦＥＴ版では、初段の定電流回路のツェナーダイオードを半分の電圧のものに変更して対策している。 ・のは、要するに、接地動作にすると当然だがその入力と出力の電位が反転逆相となるため、電源電圧利用率が悪くなってしまう。 ・その結果、最大許容入力が小さくなってしまうのである。 ・まぁ、トレードオフだね。 ・その状況を、カートリッジＶＩＣに１ｋＨｚ０．３ｍＶ、１ｍＶ、２ｍＶ、３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶの正弦波を入力して観る。
・結果が右だが、初段に対策を講じたこのＭＯＳ−ＦＥＴ版の最大許容入力は４ｍＶ弱といったところにとどまるのである。 ・この辺、実はトランジスタ版も同じだが、トランジスタ版の方は初段での対策は要しない。 ・が、私としてはこれで良いと思う。 ・３ｍＶでＤＬー１０３の定格出力０．３ｍＶに対する余裕は２０ｄＢ。 ・実際必要十分だ。 ・さぁ、そんなことより、楽しく音楽を聴こう。（＾＾）

平成２９年１月３日

その後の８

・Ｎｏ−２５１ ・シンプルを突き詰めれば終焉だから“新たな発想”で反対方向も良しとしなければ続かない。 ・そんなことは融通無碍にやれば良い。 ・のだが、シンプル方式を進める際にはシンプルが一番でシンプルでないとダメかのように物事を進めるから“新たな発想”なんて言い訳をする羽目になる。 ・が、根本に最新型が常に最良であるというドグマがある以上、そうなるのは宿命。 ・今回は、実はもうどれでも良い音だから大丈夫、あるいはもうこれ以上はない、との告白だろう。 ・が、このドグマはＫ式のＫ式たる所以。根源。 ・今後も、引き続きこれでなければダメというあっと驚く“新たな発想”の回路で更に良い音のＤＣアンプを追及されんことをご期待申し上げます。
・Ｎｏ−２５１のイコライザー。 ・カートリッジＶＩＣ出力のＲ１１、３３０Ωとボルテージフォロア入力のゲート抵抗Ｒ１３，１００ΩはＳＡＯＣの安定化用抵抗で、３３０ΩがないとＶｏ（出力電圧）が大振幅で振動し、１００Ωは高周波発振防止の働きをする。 ・ということだが、シミュレーションではそれらの抵抗はなしで問題なく動作する。し、私の２４８もどきたちもMOS-FETフォロア型の際にゲート抵抗が必要だったことを除いてそのような抵抗はなしで安定に動作している。 ・もしやＭＣカートリッジにＤＬ−１０３以外を起用した場合には必要になるのかも知れない。内部インピーダンスの低いSHELTERとか？　布石かな。 ・Ｃ４の０．６８ｕＦは必ず入れなければならない。そうだが、私の２４８もどきたちの場合は入れても入れなくても音に差を感じなかったので入れていない。のは駄耳だから。（爆） ・ＳＡＯＣはシンプル型で回路はシンプルだが、実際は従来の差動型に比べると気難しく、シミュレーションでもオフセット調整はクリティカルだ。 ・と、私にはシンプル型は難しいので（爆）、私は基本的に従来の差動型を使っている。ＤＣ領域のゲインもシミュレーターによればシンプル型は差動型に比べて３０ｄＢ程度小さいということもあるので。 ・で、イコライザーの出力電圧の周波数特性を観る。 ・イコライザー素子のＲ１７を２４０ｋΩと５６０ｋΩした場合の両方を観る。
・結果が右で、緑がＲ１７＝２４０ｋΩの場合で、ピンクがＲ１７＝５６０ｋΩの場合である。 ・そのＲＩＡＡ特性関連部分の数値は、 Ｒ１７ 　２０Ｈｚ ３０Ｈｚ １ｋＨｚ ２０ｋＨｚ ５６０ｋΩ ８３．４ｄＢ ８５．７ｄＢ ６１．１ｄＢ ４１．７ｄＢ ２４０ｋΩ ８０．１ｄＢ ８１．１ｄＢ ６１．１ｄＢ ４１．７ｄＢ ・と、なる。 ・ので、私ならＲ１７は２４０ｋΩにして、さらに低域ピークももう少し下げて２０Ｈｚ辺りにするためにＲ９を１０ＭΩにするだろう。 ・シミュレーターもそうすれば２０ｋＨｚで８１．２ｄＢ、３０Ｈｚで８０．８６ｄＢになるよ（＾＾）と教えてくれる。
・これはずっと上にある私のバッテリー式Ｎｏ−２４８もどき無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプのイコライザー。 ・Ｎｏ−２５１のそっくりさんだね。（爆） ・が、カートリッジＶＩＣをつながない場合でも出力が０ＶとなるようＳＡＯＣを細工してあるので、ＳＡＯＣ入り口のＲ９が大きな値になるなどしている。 ・イコライザー素子のＲ１７は２４０ｋΩ。
・その電圧ゲインの周波数特性。 ・ＲＩＡＡ特性関連部分の数値は、２０Ｈｚで８０．０ｄＢ、１ｋＨｚで６０．１ｄＢ、２０ｋＨｚで４０．４ｄＢ。
・さて、私は相変わらず簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・回路はこれまでと同じ簡素型で、単純にＳＩＴを起用して、２ＳＫ７９を起用したＳＩＴ版Ｎｏ−２１７もどきＭＣプリアンプを変身させたもの。 ・ＳＩＴは２ＳＫ７９で良いのだが、折角そのメタルキャンタイプである２ＳＫ６３の手持ちがあるのでこれを採用した。このほうが同じくメタルキャンタイプの名石２ＳＡ６０６と並んだ姿が美しいので。（爆）
・ところで、右は今回採用した手持ちの２ＳＫ６３のＶｄ−Ｉｄ特性実測図。 ・なんと、この資料に乗っている２ＳＫ６３の静特性の３倍も電流が流れる。 ・のだが、このくらい電流が流れる２ＳＫ６３（２ＳＫ７９）でなければ、今回の回路には採用できない。 ・すなわち、資料に乗っている静特性のものでは今回は使えない。 ・で、回路は下図。
・これまで簡素型では終段をオールＴＲでＴＲ版、オールＭＯＳ−ＦＥＴでＦＥＴ版を拵えたので、今度はＴＲとＳＩＴでＴＲとＦＥＴのＭＩＸ版である。 ・が、あまり変わり映えはしないね。（爆）
・で、その特性。 ・緑が電圧ゲイン。１ｋＨｚで５９．４ｄＢから６０．６５ｄＢ。接地動作なので終段のゲインが負荷値により変わるが、ＴＲ版、ＭＯＳ−ＦＥＴ版より僅かにゲインが小さい。 ・赤がＲ３２の電流で観たこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。１ｋＨｚで４．４ｄＢ程度＝１．６６Ｓ ・最終的には、アッテネータで調整され、青の通りＲ３４が１ｋΩの場合３．５５ｄＢ、１００Ωの場合−１．６ｄＢ、１０Ωの場合−１６．４ｄＢ、１Ωの場合−３５．７ｄＢ、０．１Ωの場合−５５．６ｄＢ。 ・ゲイン、ボリューム調整機能とも良い。
・Ｒ３３に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率は、
・二次高調波が−７０ｄＢ程度、三次高調波が-９５dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０３６１７９％ ・ＭＯＳ−ＦＥＴ版より更に少し悪い。 ・が、絶対値としては悪くはなかろうて。
・電源オン後のオフセットの出方、０Ｖへの収束の仕方。
・カートリッジＶＩＣをつないだ場合の方（緑）が早く０Ｖに収束する。カートリッジＶＩＣをつながない状態の場合（ピンク）の方が０Ｖに収束するまでの時間が長い。 ・と、これまでの接地型に同じだが、その推移がトランジスタ版と良く似ているね。 ・が、実機の動きはこれとはちょっと異なる。 ・何故か？ ・不明。（爆）
・問題の電源電圧利用率。 ・ＭＯＳ−ＦＥＴ版で、初段の定電流回路のツェナーダイオードを半分の電圧のものに変更して対策したのだが、実はその対策はそもそもＳＩＴを用いたこのＭＩＸ版のために考えたもの。 ・ＳＩＴ（Ｖ−ＦＥＴ）は４０年前に世に出たが、電源電圧利用率の悪さもあってあっという間にディスコンとなった。ことを思い出す。真空管を見る目で観ればそんなことは当たり前で、その特性は実に優秀な真空管なのだが、電源電圧の低い半導体回路で使うにはｇｍが真空管並みだと効率が悪く見えるんだね。まぁ、しょうがないか。 ・さて、対策が功を奏しているかを、カートリッジＶＩＣに１ｋＨｚ０．３ｍＶ、１ｍＶ、２ｍＶ、３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶの正弦波を入力して観る。
・結果が右だが、最大許容入力は４ｍＶ弱にはなっているね。３ｍＶ入力は大丈夫だ。 ・よって、必要十分。 ・良かった。（＾＾）
Yellow Ｇｒｅｅｎ
・これも電源部は別ケースのトランス部を共用し、アンブ部内蔵のレギュレーターは従来のものをそのまま活用。
・で、その音だが、 ・これも良いねぇ。（＾＾） ・流石に２ＳＡ６０６とＳＩＴ２ＳＫ６３のＭＩＸ。 ・のせいか否か、２ＳＡ６０６の帯域がすきっと伸びたような感じで美しく充実した音だ。 ・素晴らしいね。（＾＾） ・なお、毎度のホワイトノイズはこれも小さい。 ・ところで、このＳＩＴ版では上の回路図のとおり２ＳＫ６３のゲートードレイン間に位相補正コンデンサ５ｐＦを挿入してある。 ・無帰還なのに位相補正とは摩訶不思議だが、ここにこのコンデンサがないと何故か発振してまともな音にならずラジオの音が聞こえてきたりと動作が安定しない。ＮＦＢアンプの発振状態と同じだ。（爆） ・なので、ゲートードレイン間の位相補正Ｃなのだが、その値は２ｐＦで動作は安定する。 ・が、ここはかつてのＫ式ＮＦＢアンプと同じでＣの値で音もちょっと変わり、安定動作の必要値より少し多めの方が充実した音になる。ので５ｐＦとした。 ・面白いね。
・と、終段接地動作の簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプを３台も拵えてしまった。（爆） ・それらの音は、接地動作をしている終段素子の特徴が色濃く出ているように感じる。 ・ので、それらの電圧ゲインの周波数特性を観よう。 ・何か分かるかも知れない。
・先ずはＴＲ版。 ・ダーリントン接続の終段Ｑ６、Ｑ７の電圧ゲインの周波数特性。
・結果は右のピンク。 ・ＤＣから１０ｋＨｚ超程度まで４０ｄＢを超える電圧ゲイン。
・次にＭＯＳ−ＦＥＴ。
・結果は右のピンク。 ・ＤＣから１００ｋＨｚ超程度まで３０ｄＢ程度の電圧ゲイン。 ・トランジスタ版と比較すると、ゲインは１０ｄＢ程度小さいが、高域のｆｃは一桁高い周波数まで伸びている。 ・やはりね。音を聴いても帯域が伸びてすきっと爽やかに感じるのはこのせい？
・そしてＳＩＴ。
・結果は右のピンク。 ・ＤＣから１０ＭＨｚ超程度まで２０ｄＢ弱の電圧ゲイン。 ・トランジスタ版と比較すると、ゲインは２０ｄＢ強小さいが、高域のｆｃは三桁高い周波数まで伸びている。 ・ホントかいな。（＾＾； ・が、こんなに帯域が広いのでは発振してラジオ電波まで拾うのもむべなるかな？位相補正で帯域を絞ってやらないといけないのはこのため？ ・しかし、４０年前のＳＩＴ。 ・とても良い音だったんだね。 ・と、簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリ。差動２段から考えるととても信じられないが、これでプリは終焉。
・音楽鑑賞中。 ・一番上が今回のＭＩＸ版簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプでリチウムイオンバッテリーで動作中。 ・その下がＡＣ電源式Ｎｏ−２４８もどきＩＶＣ型ＭＣプリアンプでその電流伝送チャンネルフィルター部を使っているもの。 ・その下はその電源トランス部。 ・一番下はＳＰ−１０�Uのドライブアンプ。 ・パワーＩＶＣは、左の方にかすかに写っているが、私のバッテリードライブの電流入力パワーＩＶＣだ。 ・う〜ん・・・・・・凄い。 ・先生の言葉的に言えば感動と歓喜の嵐だ。（爆） ・何も言うことなし。 ・全てのレコードを聴きなおそう。（＾＾）

平成２９年１月２１日

その後の９

・こんな感じ。 ・トランジスタ、ＦＥＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、そして真空管によるハイブリッド簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・果たして上手くいくか。
・ＬＴＳｐｉｃｅが占うその特性。 ・緑が電圧ゲイン。１ｋＨｚで５７．１３ｄＢから５８．４１ｄＢ。接地動作なので終段のゲインが負荷値により変わる。 ・これまでのものよりゲインが１〜２ｄＢ小さい。 ・赤がＲ１の電流で観たこのＭＣプリアンプのｇｍ（相互コンダクタンス）の周波数特性。１ｋＨｚで２．１５ｄＢ程度＝１．２８Ｓ ・最終的には、アッテネータで調整され、青の通りＲ８が１ｋΩの場合１．３５ｄＢ、１００Ωの場合−３．９ｄＢ、１０Ωの場合−１８．５ｄＢ、１Ωの場合−３７．９ｄＢ、０．１Ωの場合−５７．８ｄＢ。 ・ゲイン、ボリューム調整機能とも良いね。 ・ピンクが終段Ｃ３ｇの電圧ゲインの周波数特性。ゲインは１４ｍＳ×０．５６ｋΩ＝７．８４倍＝１７．９ｄＢといったところ。が、帯域はなかなか広い。大丈夫かな。
・次に電源電圧利用率。 ・この場合は電源電圧が高いので、その利用率というより、Ｃ３ｇの能力を最大限活用できる設計になっているかどうかだ。 ・カートリッジＶＩＣに０．３ｍＶ、１ｍＶ，２ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶ、１ｋＨｚの正弦波を入力して観じる。
・右図、下の緑が出力電圧でピンクがＣ３ｇのプレート電流の推移。 ・入力１０ｍＶまで正しく出力出来ているように見える。 ・が、その際Ｃ３ｇのプレート電流が２７ｍＡを超える時点でピークが飽和している。その際出力の方は当然マイナス側だがやはりピークが飽和している。 ・その原因は右図上のＣ３ｇのグリッドーカソード間電圧の推移を観れば明らかで、要するにグリッドが対カソードで０Ｖに達するから、言い換えればプレートの可能最大出力電流に達したからだ。 ・ということは、これでＣ３ｇの能力を最大限活用できる設計になっている。と言うこと。
・本当か？ ・と、今回の回路設定でＣ３ｇの特性を観る。
・動作点となるＶa−kが９０Ｖ弱でＶg＝０Ｖだとプレート電流は２７ｍＡ程度。ということはＣ３ｇの限界まで使っているということだ。 ・グリッドをプラス領域まで振ればプレート電流はもっと流れることが分かるが、その場合左下のピンクの通り、グリッド電流が流れる。イコール入力インピーダンスが急激に下がってしまうので、ゲインを獲得出来なくなる。従ってプラス電位にするわけにはいかない。実際の回路のシミュレーションでＣ３ｇのプレート電流が頭打ちになる理由はこれ。 ・結論として、Ｃ３ｇの能力を最大限活用できる回路になっている。
・ところで、Ｃ３ｇのスクリーングリッドは＋１８Ｖに接続している。 ・これをアースに接続すると、右になる。
・全体的にプレート電流が減る。 ・実用上はこれでも何ら支障はない。のだが、Ａ級動作で動作点が１５ｍＡだから、出来れば３０ｍＡ流せると良いので＋１８Ｖに接続。
・Ｒ４に１ｍＡ１ｋＨｚ正弦波を出力させた場合のその歪率は、
・二次高調波が−６０ｄＢ程度、三次高調波が-８５dB程度。 ・Ｔｏｔａｌ　Harmonic　Distortion＝０．０７５９６１％ ・ＳＩＴ版の２倍位。 ・絶対値としてそう悪くはないと思うが、ノイズ？が凄いね。大丈夫か？
・電源オン後のオフセットの出方、０Ｖへの収束の仕方。
・カートリッジＶＩＣをつないだ場合の方（緑）が早く０Ｖに収束する。カートリッジＶＩＣをつながない状態の場合（ピンク）の方が０Ｖに収束するまでの時間が長い。 ・と、これまでの接地型に同じ。 ・だが、収束までの時間はこれまでの接地型より早い。のは当初のオフセット電圧が大きいからかな。 ・が、実機ではこうはならない。 ・何故ならこのシミュレーションでは、真空管がヒーターで温まって徐々に恒常動作になるという点がすっぽり抜けているから。
・シミュレーションではＣ３ｇだが、実機では４０４Ａ。 ・真空管は久しぶりだ。 ・残念ながら４０４Ａのモデルがないので、シミュレーションでは同程度にプレート電流が流せ、モデルのあるＣ３ｇで代替したもの。 ・まぁ、当らずとも遠からず。
・で、４０４ＡをＶｇ＝０Ｖで実際の回路に近い回路で事前計測して、その場合でもプレート電流が３０ｍＡ程度流れるものを選別。 ・使えそうだ。（＾＾） ・回路は下図。
・真空管なのでマイナス側の電圧が高いが、要するに簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・初段のトランジスタは耐圧１２０Ｖの２ＳＡ９７０、２ＳＣ２２４０ではなく、hfeは小さいが耐圧１５０Ｖの２ＳＡ１１４５、２ＳＣ２７０５とし、耐圧１００ＶのＳＥコンは諦め耐圧３００Ｖのディップマイカにする。など、高圧対応措置を多少。 ・真空管にはソケットを使用。 ・で、これでＭＣプリアンプの全て。 ・２ＳＫ９７で電圧増幅＆ＲＩＡＡイコライズ、４０４Ａで電流増幅、終了。 ・やはり驚くね。
・電源は、整流管４１２Ａを使った既存のものを流用。 ・最早１４年前の２００３年に、祝・ＤＣアンプシリーズ３０周年で“未知との遭遇　Ｎｏ−１６６　真空管ＣＤラインアンプ　＆　Ｎｏ−１７０　ハイブリッドＣＤラインアンプ”において拵えたものだが、あれから１４年を経て今般ハイブリッド簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの電源部として活用する。 ・従前は、アンプの方がノンレギュレータであったことから、電源電圧が高くなりすぎないよう、2次側出力８５Ｖ端子出力を使用していたが、今回は接続替えして１００Ｖ端子から出力を取り出して所要の電圧を確保する。
・つもりだったのだが、 ・やはり４１２Ａの内部抵抗が大きく、今回の消費電流では電圧降下が大きくて所要の出力電圧が得られない。 ・ので、上でアメリカから逆輸入したロームのＳｉＣ　Ｓｃｈｏｔｔｋｙ　Ｂａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｏｄｅ　ＳＣＳ３０６ＡＰを起用することにした。 ・こちらは内部抵抗が極小なので、同じ消費電流なのに±１４４Ｖ強の出力電圧になる。 ・ちなみに４１２Ａでは同条件で±１１０Ｖ程度なので今回は使えない。１３５Ｖは無理でも１２５Ｖ程度になってくれればなぁ。。。と期待したのだが残念。 ・なので、４１２Ａは撤去。 ・が、配線変えすれば何時でも使えるようにしておく。
・レギュレーターは新調。 ・シンプル型を使わせて頂き、ＳｉＣ−ＭＯＳは手持ちのＳＣＴ２４５０ＫＥを起用。 ・＋１８Ｖはダブルレギュレーターとした。 ・２ＳＪ１０３を定電流回路として使う最新のリップル対策型も、シミュレーションでは効果がダブルレギュレーター化には及ばないとの結果が出る。　 ・占いなので信じてはいけないのだが、＋１２０Ｖも作っておけばいずれ使うかもしれないしね。 ・なお、＋１８Ｖレギュレーターは、損失が７Wに達するＳＣＴ２４５０ＫＥに放熱板を背負わせる関係で、その他の部分を小さく作るために小型のコンデンサーを起用。また、入力部分のコンデンサーが１ｕＦのシリーズなのは耐圧が６３Ｖであるため。
・右がその占い。 ・直流１３０Ｖに１Ｖ１００Ｈｚサイン波を重複した電源で、レギュレーターの能力を観る。 ・Ｖｏｕｔ２がダブルレギュレータ出力。 ・Ｖｏｕｔ３がシングルレギュレータ出力。 ・Ｖｏｕｔ４が対策型シングルレギュレータ出力。
・結果。 ・緑がダブルレギュレータ出力。 ・ピンクがシングルレギュレータ出力。 ・赤が対策型シングルレギュレータ出力。
・アンプ部のケースは、Ｎｏ−１６６真空管ＣＤラインアンプを廃用とし、そのケースをそのまま活用。 ・これで３０周年記念で拵えたＮｏ−１６６真空管ＣＤラインアンプも、２０１１年にサブミニチュア管ＰｈｉｌｉｐｓＥＣＧ ＪＡＮ６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきに変身済みのＮｏ−１７０ハイブリッドＣＤラインアンプと同様に廃用となった。まぁ、時の流れ、無常というものだ。 ・が、要すれば、真空管ＣＤラインアンプからハイブリッド簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプに変身だ。
・さて、長らく眠っていた真空管を使ってのアンプは簡単にはものに出来ない。 ・先生おっしゃる通りの現世回生措置は必須だ。し、不良品、不調品も混じっている。それらは残念だがオミットしなければならない。今回も第一選抜の真空管がなんと電源オンで内部スパークを起こすではないか。交換。などなど。 ・を乗り越え音出しに漕ぎつけたが、当初ボンボンというような感じの発振現象を呈してくれるのだった。 ・まぁ、これは４０４Ａの高周波特性が余りに良いので懸念していたところ。 ・が、ＳＩＴ版の経験もあり４０４Ａのプレートーグリッド間に位相補正コンデンサ５ｐＦを挿入したら、発振症状は跡形もなく消滅。（＾＾） ・で、回路はこうなった。 ・１０ｐＦのシリーズなのはＳＥコンの耐圧が１００Ｖだから。
・ずっと昔、真空管は大事に育てるような気持ちが大切というようなことを先生が仰っていたように思う。 ・回生が進み、真空管が生き返って、真空管内部がこの世での動作に馴染むほどに、動作は安定し、音は良くなっていく。 ・その良くなる音の度合いが参る。これがウェスタンなのか。。。凄いね。 ・考えてみれば私はウェスタンは初めてなのだ。初めて聴くウエスタンの音。 ・この音を聴くと、なんでもっと早く聴かなかったのか。。。と、残念な気分になるね。 ・心に沁みる。 ・ハイブリッド簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプ。 ・素晴らしい。 ・ちなみにレギュレーター経由のＡＣ電源由来及びヒーター由来のハムもないし、ホワイトノイズもこれまでの接地動作の簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリと同様に小さい。 ・さて、Ｎｏ−２４８無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプをStudyしてMCプリアンプを６台も拵えてしまった。うち４台が簡素型。 ・当初は半導体でＮｏ−２４８もどきを作ることで始めたのだが、掲示板で識者のアドバイスを頂いたお陰で簡素型に思い至り、初夢の天の声でフォロア型を接地型に変更し、最後は簡素型でオリジナルＮｏ−２４８同様に真空管を起用したものに辿り着いた。 ・それらは皆素直で屈託がない自然な音を聴かせてくれる。 ・それが無帰還ＩＶＣ型というものなのだろう。 ・これらを聴くともうこれ以上はないと思えるのだが、さて、どうか。（＾＾）

平成２９年３月１３日

その後の１０

・次は４３５Ａ。
・回生中。 ・まだ完全によみがえっていない。 ・のだが、音は４０４Ａ以上のような感じが。。。 ・上手くよみがえらなければ残念ながら抹消となる。 ・早くよみがえれ。
・残念ながらなかなかよみがえりに成功しない４３５Ａ。 ・なのだが、よみがえりを黙って待っているだけではなく、Ｎｏ−２５１で言及されているように、ＳＡＯＣによるＮＦＢが発振をもたらしていることを、４０４Ａの場合でも不定期に音が一瞬途切れて回復する現象が生じることから確信し、回路図のとおり、Ｒ１の３３０Ωを挿入し、さらにＴ１のプレートーグリッド間の位相補正Ｃの容量を変更するなどして、よみがえりを助けている。
・のだが、まだ成功しない。 ・音は出ている。 ・が、何故かゲインが小さい。低域が伸びが足りない。のは入力インピーダンスが低いのか？ ・また、ヒーター由来と思われるハムノイズも生じる。その大きさは個体により異なるが。 ・と、起用した真空管個体の問題か、あるいは回路の問題か。
・半導体による簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリでは何の問題もなく、まさかＳＡＯＣを含むＮＦＢループがもたらす問題が潜んでいたとは。そしてそれが真空管を起用したハイブリッド簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリで顕在化するとは。 ・この問題を踏まえてＲ１の３３０Ωを挿入して、さらにＴ１のプレートーグリッド間の位相補正Ｃの容量を変更して調整したところ、４０４Ａでは５ｐＦが最適値というかマスト値であることが分かった。これは少し大きい方が良いのではないかと１０ｐＦに変更してみたら、なんとドンドンという感じに発振する。 ・全く難しいね。４０４Ａ、４３５Ａ、高周波特性に優れ過ぎているが故かな。 ・どなたかこの辺のメカニズムを教えて頂けないものか。 ・と、いう訳で、４０４Ａによるハイブリッド簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリの回路はこうなった。 ・こちらはこれで全く安定。
・基板左上のツェナーダイオードの右隣が今回追加した３３０Ω。 ・２０１７年２月号ではその方向性を示す△の付き方が図５と図６で逆になっている。が、当然図６が正解。 ・ところで、電源オン後のオフセットの出方、０Ｖへの収束の仕方の実態だが、電源オンで最初プラス１Ｖ強のオフセットなるが、ヒーターが温まるとともにマイナスに転じてマイナス１Ｖ強まで動いて、その後ＳＡＯＣに吸い込まれるように０ｍＶに収束する。その間３０秒以内。 ・で、音。 ・究極に素晴らしい。 ・としか言えない。（爆）

平成２９年３月１９日

その後の１１

・半世紀も前の真空管を使ってのアンプはやはり中々に難しいですね。 ・近頃、片チャンネルからガサガサゴソゴソと音がするようになったので、ピンの接触不良か、真空管の寿命か、回路の問題か、など、ちょっと試行錯誤。 ・こういう状況にあたふたすると、真空管のピンを良く磨いて半田付けで直結する正統K式の手法は接点不良による問題がなくなる点でも正しいと思いますね。 ・が、古い真空管は実際に動作させて選別しないとダメですし、ソケットをやめていちいち半田付けしながら選別するというのはとても大変ですしねぇ。 ・で、あたふたの結果、何だか良く分からず。（爆） ・回路としては、Ｒ１７を追加して取りあえず上手くいきましたが、まぁ、おまじないですね。

・基板中央、真空管直近左上の抵抗が今回追加したＲ１７。 ・なお、RIAAイコライザー素子の５１００ｐFもこの際ＳＥコンデンサーに交換しました。 ・最悪の場合ＳＥコンデンサーの耐圧１００Ｖ以上の電圧が掛かることがあるのではないかとの懸念から、耐圧３００Ｖのディップマイカにしていたのですが、良く検討するとこれに１００Ｖ以上の電圧が掛かることはまずなさそうです。 ・ならばやはりＳＥコンです。 ・で、やはりＳＥコン。柔らかく表情、情感が豊かで、一層泣けてきます。

メンテナンス