Ｎｏ−２１７

真空管電流伝送プリアンプをＳｔｕｄｙする

・ＷＥ３９６Ａの２段増幅で構成するＮｏ−２１７。 ・シミュレーションではこれでドリフトはないが、実機ではそうはいかないので、これにＳＡＯＣというＤＣサーボ回路を付加してカップリングコンデンサーを排除する。結果、ＤＣアンプではなくＡＣアンプになる。 ・が、もともとＫ式ＤＣアンプは直流を増幅することが目的ではないのでそれでもＤＣアンプと称する。 ・これすなわち“ＤＣアンプ”という固有名詞であると解するほかない。 ・のはともかく、その“ＤＣアンプ”もここまでなってしまった。
・ＬＴＳｐｉｃｅの占う、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性。 ・オープンゲイン（赤）は低域で４０ｄＢ程度という結果だが、１段目で５倍、２段目で２０倍、トータルで１００倍といったところ。クローズドゲイン（緑）は低域で１３ｄＢ程度程度、ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は低域で２７ｄＢ程度。
・反転増幅回路の信号減衰動作で音量を絞るボリュームとして使用するので、帰還抵抗を極小にした場合にはどうなるのかも観る。 ・帰還抵抗５１Ω。
・オープンゲイン（赤）自体が低域で−１０ｄＢ程度と減衰している。一方、クローズドゲイン（緑）は−５４ｄＢ程度と大きく減衰している。このため、ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は４３ｄＢ程度確保されているという占い結果だ。帰還抵抗５１ｋΩの場合に比してループゲイン（青）≒ＮＦＢ量が１５ｄＢ程度増加している。本当？ ・また、３極管だから当然だがもとより理想ＮＦＢ動作ではない。 ・クローズドゲイン（緑）は高域まで０ｄＢ以下なので発振はしないのだろうが、その高域にこれだけ盛り上がりがあるのは余り気持ちの良いものではない。反転動作回路でゲインをマイナスにする場合、大体こういうシミュレーション結果になるのだが、これでは方形波応答にそれなりのオーバーシュート等が生じるだろう。
・その辺、１００ｋＨｚ方形波応答で観る。 ・まず、帰還抵抗５１ｋΩ。最大ゲインの場合。
・殆ど三角波になる。まぁ、応答スピードが遅いというだけで素直な三角波となっており、これで何ら問題はない。
・こういう応答波形になるのは別に真空管だからではなく、位相補正の設定のせいである。 ・位相補正のＣを５０ｐＦから１０分の１の５ｐＦに変えてみると、
・このように立派な１００ｋＨｚ方形波応答になる。 ・この設定の方が良いのではなかろうか？
・が、帰還抵抗を５１Ωとした場合、すなわちボリュームを絞った減衰機動作の場合に、位相補正Ｃ＝５ｐＦではこうなる。
・リンギングが盛大だ。ＭＨｚ以上の領域での発振に近い。
・ので、位相補正Ｃを１０倍の５０ｐＦに戻すと、
・オーバーシュートが立ち上がり時に本来レベルの１７倍程度とまだかなりあるが、リンギングには繋がっていない。立ち下がり時のオーバーシュートはかえって大きくなったが、変な高周波のぎざぎざはなくなった。これで素直な方形波応答かな。？ まぁ、５ｐＦの場合よりは良い。 ・やはり、反転動作オペアンプをボリュームとして使用する場合は、ボリュームを絞った際にＮＦＢが大きくなるので、その場合でも安定性が確保できる位相補正をしないといけない。
・ちなみに、位相補正Ｃ＝５ｐＦで帰還抵抗５１Ωの場合の利得−周波数特性はどうか。
・やはり、クローズドゲイン（緑）の高域でのピークが高く鋭くなっている。 ・これが方形波応答におけるリンギング等の増大の原因だ。
・クローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−７５ｄB程度、３次歪みが−１２０ｄB未満といったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０１５１６９％ ・これが多いか少ないかは、他に比較対象がないと何とも言えない。
・１にシンプル化、２にシンプル化で差動アンプやプッシュプル出力アンプに対するハンディを克服するＮｏ−２１７の回路は、無論半導体でも構成できる。 ・例えば右。 ・単に真空管をＦＥＴとＴＲで置き換えただけだが、真空管で組まれた場合はそれなりに良さ気だなぁという気持ちで見れるのだが、こうして半導体で構成してみると、１９６０年代の半導体アンプの世界に戻ってしまったかのよう。（爆） ・が、よく観れば非常に洗練されたシンプル＆リファインドな回路という感じもしないではない。（＾＾； ・この場合、純粋に増幅動作をするのは２ＳＫ３０Ａと２ＳＣ２２４０の２石だけであり、二つの２ＳＡ９７０は電流を転送するカレントミラーや、定電流負荷の働きしかしていない。だからこのアンプは明らかに２石アンプである。？
・ＬＴＳｐｉｃｅの占う、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性。 ・１段目はＲ４による電流帰還が掛かるので、素子に何を使っても電圧ゲインはＲ５／Ｒ４で決まり大したゲインはない。要するに１段目はバッファのようなものである。すなわちこの回路は２段目の素子で殆どのゲインを稼いでいる。だからこのアンプは明らかに１石アンプである。？ ・ということはさておき、この場合その２段目の２ＳＣ２２４０のｇｍがＷＥ３９６Ａのそれよりかなり大きいので、オープンゲイン（赤）は低域で７２ｄＢ程度とＷＥ３９６Ａの場合より３２ｄＢほど大きくなっている。 ・クロースドゲイン（緑）は低域で１３ｄＢ程度と同じなのは当然だが、結果低域のループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は５９ｄＢ程度となっている。
・帰還抵抗を５１Ωと、ボリュームを絞った状況では、
・オープンゲイン（赤）は低域で１８ｄＢ程度。クローズドゲイン（緑）は何故か−４８ｄＢ程度。ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は６４ｄＢ程度となっている。 ・こちらは帰還抵抗５１ｋΩと５１Ωの場合のループゲイン（青）≒ＮＦＢ量に余り乖離が生じない。のは、２ＳＣ２２４０の出力インピーダンスが高いので、理想ＮＦＢ動作により近い動作になっているからだろう。 ・クローズドゲイン（青）の高域のピークはＷＥ３９６Ａの場合より低く鈍いので、位相補正はこの５６０Ω＋２０ｐＦで良い感じだ。
・なので、１００ｋＨｚ方形波応答で位相補正の妥当性を観る。 ・まずは帰還抵抗５１ｋΩのボリューム最大の場合。
・なかなか立派な１００ｋＨｚ方形波応答。良さ気だ。
・帰還抵抗５１Ωのボリューム最小付近ではどうか。
・立ち下がり時に大きなプレシュートと、その他小さなプレシュートがあるが、大きなプレシュートもその大きさはＷＥ３９６Ａの場合の１／３だ。 ・位相補性はこの設定で良さ気だ。ゲインが大きい分ミラー効果も大きくなるので容量は小さくて良くなるということだ。
・これについても、クローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観てみる。
・結果、２次歪みが−１０５ｄB程度、３次歪みが−１４０ｄB程度といったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０００３５８％ ・WE３９６Ａの場合の１／４２。ＷＥ３９６Ａと２ＳＣ２２４０による回路で、クローズドゲインを０ｄＢとした場合のループゲイン≒ＮＦＢ量は、それぞれ３６ｄＢと６２．５ｄＢであるとシミュレーターは占う。すなわち２ＳＣ２２４０の方が２６．５ｄＢＮＦＢ量が多いということで、こちらの歪み率が少ないのは当然なのだが、そのＮＦＢ量の差以上に歪み率が小さい。 ・本当か？これが本当なら、２ＳＣ２２４０の方がＷＥ３９６Ａよりスッピンでも直線性が良いということになる。 ・もしこれで良い音がしてしまったら、過去４０年積み重ねてきた、差動アンプやプッシュプル動作によるＫ式ＤＣアンプの歴史が音を立てて崩落してしまうような。。。
・２ＳＣ２２４０は勿論ＦＥＴでも可能だ。 ・この場合は、明らかにＦＥＴアンプ。？
・音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性。 ・２ＳＫ１１７のｇｍは２ＳＣ２２４０より小さいので、オープンゲイン（赤）は低域で６０ｄＢ程度と２ＳＣ２２４０の場合より１２ｄＢ程度小さい。が、それでもＷＥ３９６Ａの場合よりは２０ｄＢほど大きい。 ・クロースドゲイン（緑）は低域で１３ｄＢ程度。結果低域のループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は４５ｄＢ程度。
・帰還抵抗５１Ωと、ボリュームを絞った状況では、
・オープンゲイン（赤）は低域で−３ｄＢ程度。クローズドゲイン（緑）は何故か−５４ｄＢ程度。ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は５０ｄＢ程度となっている。 ・これもループゲイン（青）≒ＮＦＢ量に余り乖離が生じない。２ＳＫ１１７の出力インピーダンスも高いので理想ＮＦＢ動作により近い動作になっているからだろう。 ・クローズドゲイン（青）の高域のピークはこの場合もＷＥ３９６Ａの場合より低く鈍いので、位相補正はこの５１０Ω＋３０ｐＦで多分良い設定だろう。
・１００ｋＨｚ方形波応答。 ・まずは帰還抵抗５１ｋΩと、ボリューム最大の場合。
・良さ気である。
・次に帰還抵抗５１Ωと、ボリューム最小付近の場合。
・予想通り。 ・位相補正はまず妥当だ。
・これも、クローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−１００ｄB弱程度、３次歪みが−１３０ｄB程度といったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．００１１５３％ ・WE396Aの場合の１／１３。２ＳＣ２２４０の場合の３．２倍。 ・まぁ、基本的にはＮＦＢ量に比例。
・次に、３極管特性を有する半導体２ＳＫ７９。Ｖ−ＦＥＴ。シミュレーターにはＶ−ＦＥＴの素子シンボルはないので３極管のシンボルを使用する。おかげで見た目有難味がある。(爆） ・世界的にも珍しい素子なので、折角だから初段にも２ＳＫ７９を起用する。
・音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性。 ・オープンゲイン（赤）は低域で４１ｄＢ程度とＷＥ３９６Ａの場合（４０ｄＢ）とほぼ同じ。 ・クロースドゲイン（緑）は１３ｄＢ程度なので、ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は２８ｄＢ程度。
・帰還抵抗５１Ω。ボリュームを絞った状況。
・オープンゲイン（赤）は低域で７ｄＢ程度。クローズドゲイン（緑）は何故か−５０ｄＢ程度。ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は５６ｄＢ程度となっている。 ・クローズドゲイン（青）の高域のピークから観て、位相補正はこの４８０Ω＋５０ｐＦでまずまずか。
・１００ｋＨｚ方形波応答。 ・まずは帰還抵抗５１ｋΩのボリューム最大の場合。
・立ち上がり、立ち下がりに僅かにオーバーシュートがあるが、この程度は全く問題ない。
・次に帰還抵抗５１Ωと、ボリューム最小付近の場合。
・ちょっとリンギングが生じているが、この程度なら許容範囲か。まぁ、もう少し位相補正Ｃの容量を増やしても良いかもしれない。
・これも、クローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−８０ｄB程度、３次歪みが−１２０ｄB程度、さらに４次歪みが−１５０ｄＢ程度。 ・Total Harmonic Distotion：０．００８８３％ ・WE396Aの場合の１／１．７程度。 ・やはり３極管や３極管特性のＶ−ＦＥＴはｇｍが小さいので、５極管特性でｇｍの大きい半導体にはトータル特性的に敵わないものになる。 ・からといって音もそうとは限らないところ。
・と、シミュレーターで遊んでいるうちにこんな基板が出来上がってきた。 ・Ｎｏ−２１７のＳｔｕｄｙなのに真空管でないとは何事か。 ・なのだが、回路は下図のとおり。
・トランジスタで組んだＮｏ−２１７もどきである。 ・こうしてみるとすっかりＤＣサーボの掛かったシングルアンプ。 ・これで良い音がしたらほんとにショックだね。（爆） ・ケースと電源関係は、Ｎｏ−１６８ＭＣプリのそれを流用する。 ・ので、レギュレーターは右。ＧＲＥＥＮ。 ・これで我が家のＮｏ−１６８は終焉を迎えた。 ・のだが、それに代わってこのＮｏ−２１７もどきプリアンプは生き残るだろうか。 ・早速、試聴タイム。
・唖然。。。。。。 ・音が出た瞬間、あまりにも美しく表情豊かな音で、感動の渦に巻き込まれてしまった。 ・いや（＾＾； ・しかしちょっとショックだ。 ・空間が突き抜けている。音は楚々として何の誇張もない。要するにそのままだ。だから美しく表情豊かに音楽が再生される。 ・これまでの差動・プッシュプルアンプとちょっとニュアンスに違いも感じるのだが、それは正に素直なシングルアンプのせい？ ・さらにアンプの微調整にかかろうかと思っていたのだが、聴き始めたらレコードを次から次へととっかえひっかえで止まらなくなってしまった。 ・これは生き残るな。 ・音を立てて崩落。。。の気配 ・これに真空管のエフェクター効果が加わったらさらに魅力的なものになるのかもしれない。

２０１１年１１月２３日

その２

・ＷＥ３９６ＡのＳｐｉｃｅモデルのプレート特性（緑）を、Ｅｂｂ＝４０Ｖ、Ｉｂ＝２０ｍＡ以内でシミュレートしたのが右。 ・なんとＥｃ１＝３Ｖまで表示させているのだが実にそれらしい特性だ。さらにグリッド電流特性（ピンク）も表示してあるが、これもまた実にそれらしい特性だ。 ・リアルの世界におけるＷＥ３９６Ａは、グリッド電圧Ｅｃ１は＋１Ｖまでしか対応していないようなので、これはあくまでシミュレーション上のものに過ぎない。 ・のだが、もしこのシミュレーションモデルのプレート特性が現実のＷＥ３９６Ａにあったら、ごく低い電源電圧でのＮｏ−２１７が可能だっただろう。
・例えば、右。 ・電源電圧は±２８Ｖ。 ・このような低い電圧で上手く動作させるために、抵抗定数の変更は当然だが、それ以外にもオリジナルＮｏ−２１７に多少手を加える。 ・２段目ＷＥ３９６ＡはＡ２級動作にする。この電源電圧ではここはＡ２級動作にしなければＤＣ動作点の５．６ｍＡのプレート電流は得られない。 ・そうすると真空管のグリッドバイアスは＋１Ｖ程度となり、その際には０．６ｍＡ程度のグリッド電流が流れることが上の特性図から分かる。 ・ので、このグリッド電流が流れることによる負荷効果を初段に及ぼさないよう間にエミッタフォロア２ＳＣ２２４０を追加し、グリッド電流の供給と適切な信号伝達の役割を果たさせる。 ・このエミッタフォロアを追加せず、２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド電流も初段ＷＥ３９６Ａで賄えるのならそれも考えられる。が、そうするとこの場合初段のＷＥ３９６ＡまでＡ２級動作領域に入る可能性がある。残念ながら初段ＷＥ３９６ＡをＡ２級動作にするのは色々とまずい。ので、それは不可だ。 ・２段目ＷＥ３９６Ａのカソードのツェナーダイオードは、どれだけ重い負荷が出力に繋がるか、要するにどれだけの電流振幅を想定するかと、真空管の特性図をにらめっこし、マイナスバイアス用に必要最小限に決める。で、２Ｖとした。 ・位相補正の接続点は変わったように見える。が、見方を変えれば実は変わっていない。 ・結果、トランジスタが１個増えてしまった。シンプル＆シンプルの観点からはややエレガントさが減じてしまう。が、是非もなし。 ・で、ＬＴＳｐｉｃｅの占う、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性が右。 ・オープンゲイン（赤）は低域で４８ｄＢ程度、クローズドゲイン（緑）は低域で当然１３ｄＢ程度、ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は低域で３３ｄＢ程度となった。 ・一番上のＷＥ３９６ＡによるオリジナルＮｏ−２１７の占い結果よりオープンゲインが８ｄＢほど大きい。これはＲ４とＲ５の定数設定の違いでこちらの初段のゲインが大きくなるため。 ・と、まぁ良さ気。
・帰還抵抗を５１Ωと、ボリュームを絞った状況では、
・オープンゲイン（赤）は低域で−２ｄＢ程度、クローズドゲイン（緑）は−５３ｄＢ程度、ループゲイン（青）≒ＮＦＢ量は５０ｄＢ程度。帰還抵抗５１ｋΩの場合に比してループゲイン（青）≒ＮＦＢ量が１７ｄＢ程度増加している。 ・クローズドゲイン（青）の高域のピークは一番上のオリジナルＮｏ−２１７の場合よりも良い感じなので、位相補正はこの４７０Ω＋６８ｐＦで良いかな。
・という辺りを１００ｋＨｚ方形波応答で観る。 ・まず、帰還抵抗５１ｋΩ。最大ゲインの場合。
・良さ気である。
・次に帰還抵抗５１Ωと、ボリューム最小付近の場合。
・プレシュートのレベルが比較的に大きいが、リンギングには繋がっていないので、まぁ、可。
・次に、負荷を４ｋΩとし、１０ｋＨｚ正弦波応答で２段目ＷＥ３９６Ａの電流振幅を限界まで大きくして、その際の２段目周辺の電流、電圧の推移から、２段目周辺の設定の妥当性を観じる。
・赤が２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド−カソード間電圧、緑が出力電圧、青が２段目ＷＥ３９６Ａのプレート電流、ピンクがそのグリッド電流、シルバーがエミッタフォロアの２ＳＣ２２４０のコレクタ電流、そしてゴールドが初段ＷＥ３９６Ａのプレート電流である。 ・出力電圧（緑）はピークtoピークで±１８V近くに達しており、負荷を４ｋΩとしたことによりＷＥ３９６Ａのプレート電流振幅（青）はピークｔｏピークで直流動作点電流５．４ｍＡ±４．５ｍＡとなっている。すなわち、この設定ではほぼ限界出力状況である。通常負荷は１０ｋΩ以上なので、ここまで２段目ＷＥ３９６Ａの電流振幅が大きくなることは通常の使用状況ではないだろう。 ・２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド−カソード間電圧（赤）を観ると、そのプレート電流が減る際にバイアスがマイナスになる部分があることが分かる。その最大値は−１Ｖ弱のようだ。なので、カソードに入れた２Ｖのツェナーダイオードは適切な値だろう。まっ、現実出力範囲の見切りや真空管の特性次第では、これを入れなくて良いと判断するのもありだ。 ・次に２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド電流（ピンク）だが、グリッド電圧が対カソードでマイナスのＡ１級動作に移行するとグリッド電流は０になるので、まるで半波整流のような電流波形になっている。グリッド−カソードで２極管動作をしているので当たり前だが、グリッド電流はピークで４.５ｍＡに近い。やはり初段のみではドライブ出来ない。エミッタフォロアは必要だ。 ・そのエミッタフォロア２ＳＣ２２４０のコレクタ電流（シルバー）は、最大で１３ｍＡ、最小で２ｍＡとなっているが、動作点の５ｍＡを境として＋に大きい非対称な波形となっている。のは、２段目ＷＥ３９６Ａの半波整流のような電流波形になっているグリッド電流を適切に供給しているからである。おかげで２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド電流の変動に伴う負荷効果が初段ＷＥ３９６Ａに及ばず、そのプレート電流（ゴールド）はＡ１級動作内の適切な電流振幅に収まっている。 ・良さ気だ。
・次に、ＳＡＯＣというDCサーボ回路の効能を観る。 ・先ずは帰還抵抗５１ｋΩと、ボリューム最大の場合。
・この場合、低域は０．００１Hzまで表示している。 ・オープンゲイン（赤）が中域で５２ｄB程度と増加している。のは、ＳＡＯＣの追加のためカレントミラーQ1のエミッタ抵抗値が変わって、ここでの電流変換率が大きくなったため。 ・で、ＳＡＯＣの低域のｆｃにより、オープンゲイン（赤）が１０Hz程度から低域に向けて低下している。 ・ループゲイン（青）も同様に１０Hz程度以下で低下している。 ・が、これは見かけ上のもので、実はその１０Hz程度以下ではＳＡＯＣによるＮＦＢがオープンゲイン（赤）が減少している量と同量掛かっており、結果、アンプ部自体のループゲイン（青）≒NFB量が０．１Hz以下で一定になっているのに、クローズドゲイン（緑）はさらに低域に向けて２０ｄB／octで減少を続けている。 ・ので、このアンプは直流を増幅することはなく、逆に減衰させる。その意味で、直流まで増幅するＤＣアンプではなく、ACアンプに他ならない。
・次に帰還抵抗５１Ωと、ボリューム最小の場合。
・ＳＡＯＣの効能による現象については帰還抵抗５１ｋΩの場合と同じ。なので特に言うべきことはない。 ・が、オープンゲイン（赤）、ループゲイン（青）が中域以上で大きくなっており、その結果高域でのクローズドゲイン（緑）の上昇が変化していないかは要チェックだ。 ・が、結論的には変化はない。ので、位相補正はこのままで良さ気。 ・ただ、帰還抵抗５１ｋΩの場合もそうだが、オープンゲイン（緑）の低域のカットオフ周波数が無用に低いような気はする。
・さて、これについても、クローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−９５ｄB程度、３次歪みが−１１５ｄB程度、さらに４次歪みが−１４５ｄＢ程度。 ・Total Harmonic Distotion：０．００１４１２％ ・一番上のオリジナルＷＥ３９６Ａの場合の１／１０程度。 ・なかなか良さ気である。 ・ので、可能ならこの低電圧でＷＥ３９６ＡによるＮｏ−２１７もどきを作ってみたい。 ・のだが、現実のＷＥ３９６Ａは、グリッド電圧Ｅｃ１が＋１Ｖまでしか対応していないということである。 ・よって、以上は文字通りバーチャルに過ぎず、現実化は出来ない。 ・残念。
・と、シミュレーターで妄想しているうちに、こんな基板が出来上がってきた。 ・Ｎｏ−２１７のＳｔｕｄｙらしく今度は真空管のようだ。 ・しかし、明らかにＷＥ３９６Ａではない。 ・どう見てもサブミニチュア管。（爆） ・なのだが、回路は下図のとおり。
・サブミニチュア管ＰｈｉｌｉｐｓＥＣＧ ＪＡＮ６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきである。 ・こうしてみるとすっかりＤＣサーボの掛かったシングルアンプ。 ・が、真空管が使ってあると何となく良い音がしそうなのが不思議。（爆） ・ところで、これだけの半導体を使用しているのにこれは真空管アンプ？ ・主役、脇役と役どころを観るのも一興だが、システムは全ての素子のコラボレートで成り立っている。だから素直にハイブリッドアンプと言う。 ・イコライザーＩＶコンバーター部の位相補正Cは５６ｐFとした。こちらはユニティゲイン動作なので、フラットアンプ部ほどNFBが深くなることはない。従って位相補正はより軽くて良いので、ちょうど手持ちにあった５６ｐFにしたもの。 ・ケースはＮｏ−１７０ＣＤラインアンプを廃用としそのケースを流用する。 ・電源関係は、ヒーターについてはＬｉｎｋｍａｎのスイッチングＡＣアダプタ、ＳＰＳ１２０１ＰＣ（１２Ｖ１Ａ）ではなく、６Ｖ２ＡのＳＰＳ０６０２ＰＣを使用して４本に並列給電する。 ・Ｂ電源は、Ｎｏ−１６８ＭＣプリのそれを流用し、上のトランジスタで組んだＮｏ−２１７もどきと共用する。 ・むろん共用するのは別ケースのＴＫＰ１トランス＆整流部で、レギュレーターは私の“バッテリードライブ不完全対称型ＤＣパワーアンプ”製作の際に解体となった“電池式ＧＯＡパワーアンプ その２”で使用していた±１８Ｖレギュレーターをリニューアルして起用する。ＢＬＵＥ。 ・回路は右。 ・リニューアルと言っても基板を新しくするだけで回路は変更しない。この回路は上のＴＲ版で使った電池式ＧＯＡ時代の最終的なレギュレーターになる一歩手前のもので、１９８８年頃の回路だ。基準電圧源に使用してあるのが０５Z６．２Yであるため、出力電圧が±１８Ｖでなく±１９Vをやや超えるものとなった。が、構わない。この場合むしろ都合がよい。 ・近頃はレギュレーターも簡素化が進み、出力のプッシュプルはとうに廃され、Ｎｏ−２１７では誤差アンプもトランジスタによるシングル動作になり、結果、教科書に載っているような何の変哲もない安定化電源になってしまった。 ・あれほどシングル動作に対する有用性が唱えられた差動とプッシュプルが、結局はシンプルなシングル動作に敵わなかった、あるいは違いがなかった、というのが４０年後の結論なのだろう。 ・これまでの歩みはそれを知るための長い道程だった。 ・音を立てて崩落。。。
・で、アンプ回路は妄想した±２８Ｖ電源でのＷＥ３９６Ａのシミュレート回路とすっかり同じだが、電源電圧は±１９Ｖである。これで動くだろうか。 ・なのだが、右は手元のＰｈｉｌｉｐｓ ６１１１ＷＡを４本適当に選んで、グリッドとカソードを短絡してプレート−カソード間に電圧を加えた場合のプレート電流、要するにＦＥＴで言うＩｄｓｓを印加電圧１１．８５Ｖと２３．６８Ｖで計った結果である。 ・この２点での測定結果から、ちょうど２点の真ん中が電源電圧１８Ｖ程度での０バイアス時のプレート電流と観て良いのだが、最低でも１．４ｍＡ、平均では１．８ｍＡある。この平均値はシミュレートしたＷＥ３９６Ａの電源電圧２８Ｖでの０バイアス時のプレート電流と同じだ。一方、ＷＥ３９６Ａのμ＝３５、ｇｍ＝５．５ｍＳに対して６１１１はμ＝２０、ｇｍ＝５ｍＳとそれほどの違いはない。 ・だから、±２８ＶでのＷＥ３９６Ａのシミュレーションは、±１８Ｖでの６１１１のシミュレーションとして当たらずとも遠からずに成り立つのである。 ・さらに、６１１１はＡ２級動作でグリッドバイアス＋４Ｖまで可能とのこと。 ・ならば、この回路はシミュレーションの通りに現実でも成り立つ。　はず。（爆）
・が、この場合の問題は、２段目に起用する６１１１がＡ２級動作で１０数ｍＡのＩｂが可能かというより、初段に起用する６１１１が電源電圧１８Ｖ、ゼロバイアスで１．５ｍＡ程度のＩｂが得られるかの方である。Ｐｈｉｌｉｐｓ、ＲＣＡ、ＧＥのプレート特性図を見るとどれもぎりぎりのように思える。 ・そこで、６１１１ＷＡは初段の動作点１ｍＡをＡ１級動作内でクリアするよう、この測定でプレート−カソード電圧１８ＶでＩｄｓｓ＝１．５ｍＡ以上と思われるものを選別する。ここで１．５ｍＡ以上あるものは自動的にＡ２級動作で１０数ｍＡのＩｂという条件も満たす。いくつか計ってみるとＩｂが小さいのもある。１．５ｍAに満たなくても、初段の動作点を０．５ｍＡにでも設定していくつか定数を変えれば良いわけだが、今回はうまく手持ちで選抜できた。ので、このままの設定で行く。 ・ところでＧＥの６１１１の規格表の特性図にはＥｂ＝＋２４Ｖまで表示されている。ＧＥ６１１１はＡ２級でＥｂ＝＋２４Ｖまで可なのだろうか？　一方、Ｐｈｉｌｉｐｓの特性図にはＥｂ＝０Ｖまでしか表示されていない。Ｐｈｉｌｉｐｓの６１１１ではＡ２級動作は不可能なのだろうか？ ・まぁ、この世は全て自灯明。実際、やってみて試す以外にない。 ・果たして上手く動作するか。
・の前に、±２８Ｖ電源でのＷＥ３９６Ａのシミュレート回路とすっかり同じと言ったにもかかわらず、実は一カ所変更した部分がある。 ・フラットアンプ部のＳＡＯＣの入り口の抵抗を５．６MΩから８２０ｋΩにしてある。 ・のは、今度のフラットアンプ用のＳＡＯＣの場合、低域のカットオフ周波数が単純に入り口の抵抗とコンデンサの定数のみでは決まらず、電流を吸い込む部分となるフラットアンプ部のQ1のエミッタ抵抗の値やＳＡＯＣのＱ４のエミッタ抵抗の値、さらにフラットアンプ部のオープンゲインにも左右されることが分かったからである。 ・で、結論としては入力部の抵抗を８２０ｋΩにしたのだが、その場合のＳＡＯＣの効能を改めて観る。 ・先ずは帰還抵抗５１ｋΩの場合。
・上の入力部の抵抗が５．６MΩの場合のグラフと比較すると明らかだが、クローズドゲイン（緑）の低域のカットオフ周波数が、０．１Hz付近から１Hz付近へと１オクターブ上昇している。
・次に帰還抵抗５１Ωの場合。
・この場合も、クローズドゲイン（緑）の低域のカットオフ周波数が、０．０１Hz付近から０．１Hz付近へと１オクターブ上昇している。
・ちなみにこの辺、オリジナルＮｏ−２１７について帰還抵抗５１ｋΩの場合を占ってみると、
・クローズドゲイン（緑）の低域のカットオフ周波数は１Ｈｚ付近で、ＳＡＯＣの入り口の抵抗を８２０ｋΩとした今回の６１１１ハイブリッドＮｏ−２１７もどきと変わらない。 ・ので、８２０ｋΩ。 ・現実、今回の６１１１によるハイブリッドＮｏ−２１７もどきでは、ここが５．６ＭΩであるとＳＡＯＣの反応に時間が掛かりすぎて実用性に欠ける。 ・勿論オフセットを０Ｖに吸い込むのだが、それに時間が掛かり、結果一度０Ｖに安定した後でも、ボリュームを大きく動かした際などに再度オフセットが多少大きく出て、それが多少の時間を要してまた０Ｖに吸い込まれるといった動作になる。その際動作に時間を要する分オフセットも大きくなるため、パワーアンプの保護回路が動作するといった状況にもなって実用性が損なわれるのである。 ・これが８２０ｋΩだと、まぁ、実用範囲だ。 ・今回のフラットアンプ部用のＳＡＯＣ、案外に容易ではない。
・さて、適切に動作しているかどうかを１００ｋＨｚ方形波応答で観る。 ・先ずはボリューム最大、要するに帰還抵抗５０ｋΩの場合。 ・入力はピークｔｏピーク±０．５Ｖ。 ・写真は２現象で、下が入力波形、上が出力波形。横軸は２ｕＳ／diｖ、縦軸は下が０．５V／ｄｉｖ、上が１Ｖ／ｄｉｖ。 ・シミュレーションの応答波形よりなまっているが、特に問題はない正常な応答をしている。
・次は、ボリューム最小付近の場合。 ・入力は同じくピークｔｏピーク±０．５Ｖ。 ・こちらは、上の縦軸が５ｍＶ／ｄｉｖとなっている。 ・シミュレーターの占う応答波形より大分小さなプレシュートで収まっている。 ・良いのではないでしょうか。 ・よって、結論としては上手く動作しているようである。 ・真空管を使っているのに全く感電する心配のないＮｏ−２１７もどきハイブリッドプリアンプ。 ・出来上がったようだ。 ・早速、試聴タイム。
・と、思ったのだが、真空管だからしばらくエイジングも必要だ。 ・よって、オリジナルＮｏ−２１７の恒例の“本機の音”をじっくりと読んでからにしよう。

２０１１年１２月７日

その３

・オリジナルＮｏ−２１７の恒例の“本機の音”もじっくりと読んだ。そして、真空管のエイジングも済んだ。 ・ので、早速試聴タイム。
・の前に、回路の微修正を行ってある。 ・初段６１１１WAのカソード抵抗を微調整し、そのＩｂを所定の１ｍＡに極力近づけた。 ・また、２段目６１１１ＷＡの負荷となる定電流回路の２ＳＡ９７０のエミッタ抵抗を４３０Ωから３３０Ωに変更した。のは、ＨＺ３Ｂ２で作る基準電圧が規格表にもあるとおりこれに流す電流値でかなり変わり、この設定電流では２．４６Ｖ程度にしかならないため、これを踏まえて抵抗値を変更し、６１１１ＷＡの動作点電流が所定の５．６ｍＡ程度となるようにしたもの。 ・で、回路はこう。
・同じく、トランジスタで組んだＮｏ−２１７もどきの方も、回路の微修正を行っている。 ・２段目２ＳＣ２２４０の負荷となる定電流回路２ＳＡ９７０のエミッタ抵抗を４３０Ωから３００Ωに変更した。のは、６１１１ＷＡの場合と同様の理由による。 ・また、フラットアンプ部のＳＡＯＣの電流吸い込みトランジスタＱ５のエミッタ抵抗を５．１ｋΩから１．８ｋΩに変更した。のは、グローズドゲインの低域のｆｃを１Ｈｚ付近に上げ、ＳＡＯＣのレスポンスを高速化するため。 ・その辺、ＬＴＳｐｉｃｅでそのエミッタ抵抗を従前の５．１ｋΩと新たな１．８ｋΩにパラメトリックに変更して占ってみる。
・結果が右。 ・オープンゲイン（赤）もループゲイン（青）もクローズドゲイン（緑）も左側が抵抗５．１ｋΩの場合で、右側が抵抗１．８ｋΩの場合。 ・１．８ｋΩの場合にクローズドゲインのｆｃが１Ｈｚ付近に上がっていることが分かる。 ・すなわち、ＴＲバージョンの方は、５．６MΩの方は変更せず、電流吸い込みトランジスタのエミッタ抵抗を変更することで、ＳＡＯＣの低域のｆｃを変更したのである。 ・で、回路はこう。
	・もう飽きて眠くなった。 ・ので、能書きはこの辺で終わりにして、今度こそ試聴タイム。
・キタ━━━━━━(ﾟ∀ﾟ)━━━━━━ !!!! ・素晴らしい。。。の一言。感動した。 ・それぞれの音が三次元空間のそれぞれの場所からすっと何のストレスもなく生き物のように湧き出てきて、空間に三次元に拡散していく。それらは互いに全く混濁することなく、空間で融合して見事なハーモニーとアンサンブルを奏でる。その現実感は、まるでそこに演奏者が居るようで、余りのリアルさはある種気味が悪くなるほどだ。 ・嬉しさが込み上げてくる。こんなにも楽しい。素晴らしい音の充実度だ。本物なのだ。本物の演奏ではないのに。レコードの音がこんなに良くて良いのだろうか。カートリッジがこれほどの分解能と音場再現能力、音楽再現能力を有していたとは。驚いた。 ・金田式４０年。遂にここまで来たのだ。 ・差動、プッシュプル、ＤＣアンプと、これまで金田式を金田式たらしめていたものへの拘りを捨てたところにとてつもない頂が待っていた。金田先生が思わず「やった！」と叫んでしまったのも全く頷ける。今度ばかりは先生の大口も許そう。 ・Ｎｏ−２１７。ホップ（イコライザーアンプへのＡＯＣの導入）、ステップ（カップリングコンデンサーレス化）、ジャンプ（カートリッジシェル内蔵Ｖ／Ｉコンバーターによる電流伝送方式導入）で大幅に飛躍したＮｏ−２１５を更に超える金字塔だ。 ・って、オリジナルＮｏ−２１７を作っていない私にそんなことは言えないか。（爆） ・噂によれば、２月号の「バッテリードライブ電流伝送プリアンプ＆電流伝送パワーアンプ」のプリアンプは、私の半導体式Ｎｏ−２１７もどきプリアンプ以上にシンプルな半導体式プリアンプであるらしい。 ・抵抗負荷２段差動の第一世代、電池式ＧＯＡの第二世代、そして完全対称の第三世代を経て、長らく待ち望んでいた新世代が三世代を超越して遂にやってきた。

２０１１年１２月１３日

その４

・Ｎｏ−２１７のＳｔｕｄｙなのに、Ｎｏ−２１８の回路とは何事か。 ・なのだが。（＾＾； ・初段をベース接地で非反転増幅し、結果±４．８Ｖという低電圧での動作と、２段構成で反転アンプにしているところはとてもエレガントである。 ・一方、これ以上は無理では、という気もする。シンプル化もプリについてはもうこれ以上はないのではないかなぁ。 ・で、ホントにこれで音が良かったら、これまで４０年近く差動とプッシュプルで動作対称性を追求してきた過去は一体何だったのだろう。という感も否めない。 ・まぁ、過去については総括することなく矛盾する方向へも豹変するのがこれまでの通例。面目躍如たるところ。 ・が、我がＮｏ−２１７もどきＴＲ式プリアンプも６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきプリアンプも驚くほど音が良い。ので、まぁいいか。(爆） ・言い訳は“電流伝送”なのでしばらくは電流伝送＆シンプルが追求されるだろう。よって新世代は、“電流伝送の第四世代”となるか。
・そのゲイン−周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅは右のように占う。 ・緑がＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７（２ＳＫ９７代品）も加えたトータルの仕上がりゲイン、赤がイコライザーＩＶコンバータ部単独のオープンゲインである。 ・イコライザーＩＶコンバータ部単独のオープンゲイン（赤）は低域で８５ｄＢとなかなかに大きい。このオープンゲインは完全対称型のＮｏ−２１０ＥＱやＮｏ−２１５ＥＱとほぼ同じだ。 ・仕上がりゲイン（緑）は、ＳＡＯＣのＤＣサーボ効果により３０Ｈｚ弱をピークとして低域側は２０ｄＢ／ｏｃｔでゲインが低下する。直流入力は０ｄＢ以下、すなわち減衰して出力する。 ・３０Ｈｚ弱のピークより高域では、ＶＩコンバータ２ＳＫ１１７のｇｍ×ＮＦＢ回路のイコライザー素子のインピーダンス　によりＲＩＡＡ特性になる。１ｋＨｚで６０ｄＢ程度だが、低域は３０Ｈｚで明らかに８０ｄＢを超えており、この辺はＲＩＡＡ特性的には低域過剰であることはかねてより指摘されているところ。高域４０ＭＨｚ程度にピークがある。占いの正しさという問題はあるがちょっと気にはなる。
・こちらは我がＮｏ−２１７もどきＴＲ式プリアンプ。 ・Ｎｏ−２１７オリジナル回路の基本構成そのままなので、Ｑ１（２ＳＡ９７０）のカレントミラー（と言うか、電流帰還が大きく掛かったエミッタ接地回路）で初段（２ＳＫ３０）のドレイン電流を反転させてＱ３（２ＳＣ２２４０）をドライブする回路となっている。 ・個人的に、電源のバッテリー化は機器が増えるとその維持管理の手間と動作中にバッテリー切れを気にしつつ音楽を聴かなければならないという精神的負担が大きい。ので、バッテリーブドライブはパワーアンプだけで十分と思っている。このため、このプリも６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきプリも、ＴＫＰ−１をトランスとした±１８ＶＰ．Ｐ．レギュレータを電源としている。よって、この場合カレントミラーに要する電圧がもったいないという事情はないので、回路はこれで良かろう。 ・で、ＬＴＳｐｉｃｅが占うそのゲイン−周波数特性が右下。 ・位相補正のＲ９を５６０Ωと０．００１Ω（無しに相当）としたパラメトリック解析となっているが、その違いは１０ＭＨｚ近辺でちょっと出ているだけ。 ・イコライザーＩＶコンバータ部単独のオープンゲイン（赤）は低域で７９ｄＢとＮｏ−２１８ＥＱに比較し６ｄＢほど小さい。のは、こちらの初段のゲインが小さい、あるいは、Ｑ３（２ＳＣ２２４０）のエミッタに挿入したツェナーダイオードの動作抵抗が案外大きい（ＨＺ３でＭＡＸ１００Ω）ためだろう。 ・ＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７（２ＳＫ９７代品）も加えたトータルの仕上がりゲイン（緑）は、ＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７（２ＳＫ９７代品）とＥＱ素子定数が同じだから、基本的にＮｏ−２１８ＥＱと同じである。 ・が、イコライザーＩＶコンバータ部の僅かなオープンゲインの違いによるのか、あるいは電源電圧の関係でこちらのＳＡＯＣの方がオープンゲインが大きいためか、ＳＡＯＣの入り口の時定数はこちらの方が小さいにもかかわらず、低域ピークは２５Ｈｚ程度とＮｏ−２１８ＥＱより多少低くなっている。 ・このＳＡＯＣの入り口の時定数の設定は本体のオープンゲインとも関係し、結果は当然低域の音にも影響する。ので、音を聴きながら微妙に調整してみるのも面白いところ。 ・位相補正のＲ９（５６０Ω）の効果は仕上がりゲイン（緑）の１０ＭＨｚ近辺に出ている。そのピークの周波数が低くレベルが大きいのが５６０Ωがない場合であり、ピーク周波数がより高域側でそのレベルが小さいのが５６０Ωがある場合である。こうしてみると５６０Ωの効果はそれなりにあるよう。なのでそのままにする。Ｎｏ−２１８ＥＱの場合に同じような効能があるかどうか。は知らない。
・再度ＳＡＯＣというDCサーボ回路の効能を観る。 ・ＳＡＯＣは要するにＤＣサーボなので、入力側にＤＣ分が入力された場合にこれを出力側に出力させないという働きをする。 ・ので、右のようにＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７の入力に振幅が±０．０１Ｖで周期１６秒という方形波（要するに±０．０１Ｖの直流）を入力してその働きを観じる。
・結果が右。 ・緑がイコライザ＾ーＩＶコンバーターの出力電圧、赤がＳＡＯＣのＱ５（２ＳＡ９７０）のコレクタ電流＝ＳＡＯＣによる制御信号電流である。 ・最初入力に−０．０１Ｖが入力されると、ＤＣゲインは非常に大きいので出力電圧は即座に−１５Ｖ（ＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーターではトータルで非反転動作である）と電源電圧で規定されるマイナス側の飽和出力電圧に達する。が、ＳＡＯＣの入力の時定数で規定される速度でＳＡＯＣのＱ５（２ＳＡ９７０）のコレクタ電流＝ＳＡＯＣによる制御信号電流（赤）が通常時の１．１９ｍＡから１．０２５ｍＡ程度に減少することによりＶＩコンバーター２ＳＫ１１７の電流減少分を相殺し、結果出力電圧（緑）はあっという間に０Ｖに制御される。この状態は入力に−０．０１Ｖが入力されている８秒間続く。 ・８秒後に入力電圧が−０．０１Ｖから＋０．０１Ｖに反転すると、ＳＡＯＣ入口の時定数でその制御が遅れる間の一瞬において出力電圧は＋１７Ｖと、プラス側の飽和出力電圧に達する。が、同様にＳＡＯＣによる制御信号電流（赤）があっという間に１．３４ｍＡ程度に増加することによりＶＩコンバーター２ＳＫ１１７の電流増加分を相殺し、出力電圧（緑）を０Ｖに制御してしまう。そしてこの状態も入力に＋０．０１Ｖが入力されている８秒間続く。
・次に、ＶＩコンバーター、イコライザーＩＶコンバーターにおけるＳＡＯＣのＤＣサーボ効果の限界を観るために、入力振幅を±０．１Ｖと十倍に大きくしてみる。周期は同じである。結果が右下。 ・最初入力に−０．１Ｖが入力されると、出力電圧は即座に−１５Ｖと電源電圧で規定されるマイナス側の飽和出力電圧に達するのは同じだが、今回は出力電圧が−１５Ｖに張り付いたままでこれを０Ｖに制御できていない。要するにこの場合は入力電圧がＳＡＯＣの制御能力範囲を超えているのだ。 ・その理由はＳＡＯＣのＱ５（２ＳＡ９７０）のコレクタ電流＝ＳＡＯＣによる制御信号電流（赤）を観ると分かる。これがその間０ｍＡとなっている。これが限界ポイントなのである。 ・入力に−０．１Ｖが入力されるとＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７はそのｇｍ≒１３ｍＳ＊０．１Ｖ＝１．３ｍＡその吸い込み電流を減少させる。ＳＡＯＣがこれを補償するためにはその吐き出し制御電流を１．３ｍＡ減少させなければならないのだが、残念ながらこの場合のＳＡＯＣのＱ５（２ＳＡ９７０）はシングル動作で動作点１．１９ｍＡの吐き出し型なのでこれを１．３ｍＡ減らして−０．１１ｍＡには出来ない。０ｍＡにするのが限界なのである。だから制御できずに出力電圧が−１５Ｖに張り付いてしまう。 ・８秒後に入力電圧が−０．１Ｖから＋０．１Ｖに反転すると、ＳＡＯＣ入口の時定数でその制御が遅れる約２秒間において出力電圧は＋１７Ｖと、プラス側の飽和出力電圧に達する。が、この場合はＳＡＯＣによる制御信号電流（赤）が２秒後には２．５ｍＡ程度に増加することにより出力電圧（緑）を０Ｖに制御している。 ・入力がマイナスの場合と異なりＳＡＯＣの補償が利いているが、それはＳＡＯＣが吐き出し型なので、１．１９ｍＡ＋１．３ｍＡ≒２．５ｍＡも出力できるためである。この限界は電源電圧とＲ１６の設定で規定され、この場合は概略１８Ｖ／５．６ｋΩ＝３．２ｍＡである。ので、ＶＩコンバーターの入力電圧に換算すれば制御できる入力電圧の限界は３．２ｍＡ／１３ｍＳ＝０．２５Ｖとなる。 ・マイナス側の制御できるＶＩコンバーターの入力電圧の限界は１．１９ｍＡ／１３ｍＳ＝０．０９Ｖだから、プラスマイナスの限界が非対称である。のが嫌であればＲ１６の５．６ｋΩを調整してプラス側の限界を低くすれば良い。オリジナルＮｏ−２１５も２１７も２１８もそうなっている。が、プラス側の限界がマイナス側より低いのではないのでこれで何の問題もない。 ・逆にマイナス側の限界を上げて対称に出来ないか。だが、それはＳＡＯＣの制御電流点を大きくする以外にない。が、ここは１ｍＡに設定するよう指定されているのでやってはいけない。ＳＡＯＣの出力部分をプッシュプルにして電流の吐き出しも吸い込みも出来るようにすれば改善するかもしれない。が、現行ＳＡＯＣの動作に実質的不足は何もないのでわざわざそうする必要性はない。
・フラットアンプ部のＳＡＯＣについても、その辺の事情は同じ。 ・我がＴＲ式Ｎｏ−２１７もどきのフラットアンプ部のＳＡＯＣは吸い込み型であるが、Ｑ５がシングル動作であるから、その制御電流は０ｍＡ以上であり、マイナスにはなれない。 ・制御吸い込み電流の上限はマイナスの電源電圧とＱ５のエミッタ抵抗Ｒ１６の設定で規定される。 ・結果はどうか。右の我がＴＲ式Ｎｏ−２１７もどきのフラットアンプ部について、ボリューム最大の設定で、同様に入力に±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖ、±２Ｖ振幅で周期１６秒という方形波をパラメトリックに入力して観じる。 ・結果が右下。 ・緑が出力電圧、赤がＳＡＯＣのＱ５（２ＳＡ９７０）のコレクタ電流＝ＳＡＯＣによる制御信号電流であるのは同じ。 ・いずれも中心線に近い方から、入力が±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖ、±２Ｖの場合である。 ・出力電圧（緑）は、ＶＩコンバーター、イコライザーＩＶコンバーター部の場合と同様、入力に直流が加わった瞬間に入力電圧と反対方向の飽和出力に達っし、時定数による時間を経て０Ｖに収束している。 ・のだが、入力電圧が−２Ｖの場合については０Ｖに制御することが出来ずに、２Ｖ程度の出力電圧になってしまっている。 ・その理由は、ＶＩコンバーター、イコライザーＩＶコンバーターにおけるＳＡＯＣの場合と同様で、ＳＡＯＣによる制御信号電流（赤）が０ｍＡに達してしまったからである。ということが右図で明らかだ。 ・即ち、右図のとおり、この設定では、ボリューム最大＝ゲイン最大の場合のＳＡＯＣの制御限界は、マイナス入力については１．５Ｖ程度である。 ・プラス入力に対してはまだまだ余裕がある。が、プラスマイナスともＳＡＯＣ＝スーパー・オートマチック・オフセット・コントローラーとしての所要水準を超えていれば良いのであって、それを超えた部分での余裕にあまり意味はない。 ・では所要水準はどこか？
・は、置いておいて、 ・次にボリューム最小付近の場合。 ・入力は１０倍の±５Ｖ、±１０Ｖ、±１５Ｖ、±２０Ｖである。
・結果がこれ。 ・アンプのクローズドゲインがマイナスになって、出力電圧が抑制されるためだろう、入力が±５Ｖ、±１０Ｖ、±１５Ｖ、±２０Ｖと非常に大きいにもかかわらず、いずれの場合もＳＡＯＣの制御範囲で、出力を０Ｖに制御している。 ・ただし、制御に時間は要するようだ。 ・と、フラットアンプの場合、そのボリュームの位置＝クローズドゲインの設定によりＳＡＯＣの制御限界が変わり、制御能力が最大なのがボリューム最小（クローズドゲイン最小）の場合であり、制御能力が最小になるのはボリューム最大（クローズドゲイン最大）の場合となる。 ・ので、電源オンは、ボリューム最大状態ではやらない方が良いのかも知れない。
・で、フラットアンプの場合のＳＡＯＣの所要水準はどこか？ ・この辺、詳しく解説して欲しいところだが、Ｍ○誌の編集方針は、掲載アンプをただプラモデルのように組み立てることが出来るよう解説するといったところにあるようなので、今後とも解説されることは期待薄だ。 ・から、オリジナル実機の設定から推測を試みる。 ・右は、Ｎｏ−２１７オリジナルで、ボリュームは５１ｋΩとゲイン最大の場合。 ・その制御能力はどの程度に設定されてだろうか。 ・といってもＬＴＳｐｉｃｅの占いである。 ・信じてはいけない。（爆）
・結果が右。 ・入力は±１Ｖ、±２Ｖ、±３Ｖ、±４Ｖである。 ・入力±３Ｖまでは制御範囲だ。±４Ｖではプラスマイナスとも制御範囲外になることが分かる。 ・プラスマイナスの制御範囲が対称なのは流石にエレガント。ということに余り意味はないが、制御範囲が私のＴＲ式Ｎｏ−２１７もどきの２倍以上ある。これぐらいの能力が必要なのだろうか。
・一つだけでは推測困難なので、次にＮｏ−２１８。 ・オリジナルのボリューム最大は１００ｋΩだが、他との比較上５１ｋΩで観る。
・なんと、驚いたことに、入力電圧に対する制御可能範囲が非常に狭いではないか。 ・±０．０５Ｖ、±０．１Ｖ、±０．２Ｖ、±０．４Ｖ、±０．８Ｖを入力して、右のようにマイナス入力は０．０５Ｖが制御限界で０．１Ｖ以上では出力を０Ｖに制御出来ない状況になっている。プラス入力は、０．４Ｖまでが制御可能範囲であり、０．８Ｖでは制御能力を超えてしまっている。 ・本当だろうか。これだとＳＡＯＣがちゃんと効くのかちょっと心配になる。Ｒ１２の２．４ｋΩを１．８ｋΩとか２ｋΩとかにもう少し小さくした方が良いように思うのだが。まぁ、大丈夫なんだろうなぁ。。。 ・ということは置いておいて、二つのオリジナルから、フラットアンプ部のＳＡＯＣの設定には電源電圧が関連しているのかも？ ・アンプの過渡期のオフセット電圧は電源電圧以上になることはない。ので、電源電圧が低ければＳＡＯＣが対応すべきオフセット電圧は低いし、電源電圧が高ければ対応すべきオフセット電圧は高い。ということだろうか？ ・う〜ん、フラットアンプ部のＳＡＯＣの所要水準、分からない。（爆）
・で、突然だが、ある日、我が６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきのフラットアンプ部で、何故か出力が０Ｖに収束しないという不具合が生じたのだった。 ・しかも、その際レギュレーターの制御トランジスタが異常に熱くなると言う怪現象が付随している。 ・この現象、発生したり、発生しなかったりとするので、原因究明にやや難儀した。 ・発振？でもなさそうで、となると、オフセットが収束しないのだからＳＡＯＣの制御範囲の問題で、発生したり発生しなかったりするのは、要するにその範囲が所要水準ぎりぎりとなっているためではなかろうか。 ・なので、６１１１ハイブリッドＮｏ−２１７もどきのフラットアンプ部のＳＡＯＣの制御範囲を観る。 ・と言っても、６１１１のモデルがないので、±２８Ｖ電源のＷＥ３９６Ａのモデルで代用する。 ・入力に±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖ、±２Ｖのパラメトリック解析。
・結果は右で、マイナス側の入力に対しては０．５Ｖが制御限界であることが分かる。 ・我がＴＲ式Ｎｏ−２１７もどきより１Ｖも小さい。 ・ので、当初はこれが原因かと考えて対策を講じてみた。例えばＲ１の１．８ｋΩを３．６ｋΩに変更すると、マイナス側の制御限界は１Ｖと倍になる。ので、そうもしてみた。 ・余計なことだが、このようにフラットアンプ部のＳＡＯＣは関与要素が多く案外簡単ではない。 ・が、結論的には原因は別のところにあったのだった。
・この現象の発生と同時にレギュレーターの制御トランジスタが異常に熱くなるので、それはフラットアンプ部に異常に多い電流が流れているのだろうと、その電流値をテスターで計ってみたところ、プラス側で９０ｍＡ程度、マイナス側で８０ｍＡ程度も流れていたのである。 ・そんなに電流が流れるのは異常だ。どこを経由してそんなに電流が流れるのか。しばしそのルートを考えてみたのだが、素子が壊れたという以外で考えられるのは。。。 ・抵抗があるとその抵抗値で電流が制限されて最大に流れる電流が決まってしまう。 ・から、もしかして、プラス電源→エミッタフォロアの２ＳＣ２２４０のコレクタからそのエミッタ→ＷＥ３９６Ａのグリッドからそのカソード→ツェナーダイオード→マイナス電源？ ・えぇぇぇ、真空管のグリッド電流って、案外想定以上に際限なく流れるの？ ・なので、入力に±５Ｖ、±６Ｖ、±７Ｖという電圧を加えてシミュレートしてみると、
・新たに加えたピンクが２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド電流である。 ・ありゃまぁ、入力がマイナスでは問題ないが、入力がプラスの際、それが６Ｖ、７Ｖと大きくなると１０ｍＡ、４０ｍＡものグリッド電流が流れるのではないか。さらに、電圧が加わってＳＡＯＣが入力の時定数で機能するまでの瞬間にはそれがピーク１２０ｍＡにもなることが分かる。 ・なるほど。初段に大きなプラス電圧が入ると、初段の電流増加→カレントミラーの電流増加→エミッタフォロアの電流増加→２段目ＷＥ３９６Ａのグリッド電流の増加となるのだ。しかも、この相関にはＮＦＢやＳＡＯＣのＮＦＢが効いてこない。 ・ので、電源オン時の過渡的状況で初段ＷＥ３９６Ａのグリッド電圧が何らかの理由でプラスになったりした場合に、エミッタフォロアからＷＥ３９６Ａのグリッド→カソードというルートで電流が流れ、その異常電流により、レギュレーターの制御トランジスタが異常に熱くなったのだろう。これに伴い、アンプが電源オン後の過渡的状態から定常状態に移ることが出来ず、結果出力が０Ｖに収束しない状態になったのだ。多分。
・であれば、この現象はＮＦＢ等では制御出来ないので、物理的に電流を制限する以外にない。 ・そのために、エミッタフォロア２ＳＣ２２４０のコレクタと電源間に抵抗を入れる。
・と、こうなる。 ・グリッド電流は流れるものの、それは抵抗によってピークでも１６ｍＡ以下に制限されている。 ・良いのではないかな。
・が、フラットアンプ部でそうであるのならば、ＶＩコンバーター、イコライザーIVコンバーター部でも同様だろう。 ・そこでイコライザーIVコンバーター部。 ・入力は±０．１V。
・結果が右。 ・やはり同様だ。 ・マイナス０．１Vで出力が−２４V程度の飽和電圧に達する際、ピークで何と４４０ｍA、その後減少するがマイナス０．１Vが入力されている間８０ｍAものグリッド電流が流れる。 ・入力が反転してプラス０．１Vの場合は、SAOCが出力を０Vに制御するし、異常なグリッド電流の増加もない。 ・すなわち、初段WE３９６Ａ（実機は６１１１）のグリッドが限度を超えてプラス側になるとイコライザーIVコンバーター部についても２段目のＷＥ３９６Ａ（６１１１）のグリッド電流が異常に増加する。 ・のだが、それはイコライザーＩＶコンバーターの入力にＶＩコンバーター２ＳＫ９７の接続を忘れて電源オンしてしまうと全くその状況になってしまうよなぁ。。。 ・くわばら、くわばら。（＾＾；
・なので、こちらにも電流制限抵抗を入れる。
・と、グリッド電流は大幅に制限される。 ・以上の結果、我が６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきプリアンプの回路は下のようになった。 ・初段と２段目を繋ぐエミッタフォロア２ＳＣ２２４０のコレクタに電流制限のための１ｋΩを挿入したのである。 ・結果、フラットアンプの出力が０Ｖに収束しないという現象の発生はなくなった。 ・めでたし、めでたし。 ・なお、これは２段目６１１１にＡ２級動作を採用した我が６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきプリアンプの場合だけの問題であり、オリジナルＮｏ−２１７等ではあり得ない事象である。念のため。 ・素人が下手に真空管に手を出すとこんな目に合うのだわなぁ。勉強になったわぃ。（爆）
・が、フラットアンプ部におけるＳＡＯＣ＝スーパー・オートマチック・オフセット・コントローラーとしての所要水準はどの辺にあるのだろうか。という命題は解けていない。 ・問題が生じなければそんなことは考える必要もない。ので、それは０Ｖに収束しないという事象が再発しない限りずっと先送り。（爆） ・ではしょうがない。 ・答えは、所要水準は本体の個体毎に異なるので、その個体ごとに定まる。ということだろう。 ・具体的にはＳＡＯＣの入口のゲートをアースにショートした状態、要するにＳＡＯＣが効かない状態で、電源オン後の過渡期を過ぎたあとの定常状態になった際に、アンプ出力のオフセットとドリフトの最大値がどれほどか。それが所要水準だろう。 ・から、最初から計算で出すのは困難。 ・じゃぁ、ある程度要求される所要水準を想定して、計算して±○ＶにＳＡＯＣを設定することは出来るだろうに。 ・と言うと、実はこれもなかなかに困難。（爆）
・マーラー／交響曲第８番「千人の交響曲」（ＳＬＡ１０３９／４０）を聴く。 ・そういえば、我が家のＫ式プリアンプが三段跳びで飛躍してから聴くのは初めてだ。 ・う〜ん。。。圧巻。 ・なので、耳をそばだて、居住まいを正して聴く。 ・情報量が圧倒的。これが全てを決めている。情報量が格段に増加するので、細かなニュアンスも、空間感も、楽器や歌手の心も明確になる。なんと感情豊かで実在的なことよ。これがＫ式プリアンプの三段跳びの成果だ。 ・宇宙が鳴り響く音にあっという間に第四楽章まで聴き終えてしまった。

２０１２年１月１７日

その５

・またしても、こんな基板が出来上がってきた。 ・Ｎｏ−２１７のＳｔｕｄｙなのにまたまた半導体とは何事か。 ・なのだが、回路は下図のとおり。
・我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきの、２段目２ＳＣ２２４０を２ＳＫ１７０に変更しただけである。最初に一番上の方でシミュレート済みの構成だ。 ・すなわち、ＦＥＴ版Ｎｏ−２１７もどきプリアンプ。 ・ただ、ゲインの殆どを担う２段目のＦＥＴには、毎度２ＳＫ１１７では芸がないのでこの際２ＳＫ１７０を起用してみた。また、これに伴い位相補正のＣ１が２０ｐＦとなった。のが、一番上の方でのシミュレーションからの変更点である。 ・Ｎｏ−２１８が登場したことでもあり、その基本構成を採用してはどうか、とも思ったのだが、やはり初段には端子間容量の小さいものを起用するのが良いのではないかなぁ、と、あえて、近頃忘れられた存在になった感のある２ＳＫ３０ＡＴＭを初段に使うこの構成にする。 ・早速、ＶＩコンバーター、イコライザーＩＶコンバーター部のゲイン−周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅで占う。 ・位相補正のＲ９＝０．００１Ω（無しに相当）、５１０Ωの場合のパラメトリック解析。
・イコライザーＩＶコンバータ部単独のオープンゲイン（赤）は低域で６８ｄＢと、我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＥＱに比較し１１ｄＢほど小さい。のは、２ＳＫ１７０と２ＳＣ２２４０のｇｍの差。 ・ＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７（２ＳＫ９７代品）も加えたトータルの仕上がりゲイン（緑）は、ＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７とＥＱ素子定数が同じだから基本的にＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＥＱと同じである。 ・で、イコライザーＩＶコンバータ部のオープンゲインはこちらが小さく、ＳＡＯＣの入り口の時定数は同じなのに、低域ピークは３０Ｈｚ程度とＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＥＱより多少高くなった。 ・位相補正のＲ９（５１０Ω）の効果は仕上がりゲイン（緑）の１０ＭＨｚ近辺に出ており、そのピークの周波数が低くレベルが大きいのが５１０Ωがない場合であり、ピーク周波数がより高域側でそのレベルが小さいのが５１０Ωがある場合である。我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＥＱの場合と同様に５１０Ωの効果はそれなりにある。 ・なお、Ｎｏ−２１８ＥＱの場合には同じような効能は、どうも望めないようである。から、入れないのだろう。が、それはＬＴＳｐｉｃｅがそう占うだけのことなので信じてはいけない。
・次に、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合のフラットアンプ部の利得−周波数特性。
・２ＳＫ１７０のｇｍは２ＳＣ２２４０より小さいので、オープンゲイン（赤）は低域で６９ｄＢ程度とＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきの場合より１０ｄＢ程度小さい。のは、イコライザーＩＶコンバータ部の場合と同じ。 ・ＳＡＯＣによるクローズドゲイン（緑）の低域での下降開始周波数もＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきとほぼ同様なので良さ気である。
・音量調整ＶＲ＝５１Ωの場はどうか。
・これまでの例からして問題ない。
・今回は、帰還抵抗１１ｋΩの場合も観る。 ・これでクローズドゲインが大体０ｄＢ程度の場合になる。
・実に綺麗なクローズドゲイン（緑）である。 ・１ＭＨｚ以上の高域にも盛り上がりはなく、それ以上では素直に減衰しており、何ら問題がない。
・帰還抵抗１１ｋΩ、すなわち、クローズドゲインが０ｄＢ程度の場合のゲイン−周波数特性を何故観たのか？ ・それは、我が６１１１でハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきプリのフラットアンプの実機の１００ｋＨｚ方形波応答で、そのボリュームが中間付近で、数ＭＨｚと思われる緩やかなリンギングが１〜２波程度発生するからである。 ・なので、６１１１版Ｎｏ−２１７もどきのフラットアンプの、帰還抵抗１１ｋΩの場合のゲイン−周波数特性を、ＷＥ３９６Ａで代用した回路で観る。
・やはり、１ＭＨｚ以上の領域でクローズドゲイン（緑）が僅かに盛り上がり、３ＭＨｚ程度で２〜３ｄＢ程度のピークがある。これが多少のリンギングの原因だろう。 ・が、これで発振するわけでもないので、実機はそのままにしてある。（爆）
・ところで、この盛り上がりは、反転アンプの入力・ＮＦＢ合流点に容量をぶら下げると簡単に作れる。 ・右のように、入力・ＮＦＢ合流点にＣ３をパラに加えて、これを０．００１ｐＦ（無しに相当）、５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦとするパラメトリック解析。
・Ｃ３が０．００１ｐＦ（無しに相当）、５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦの順に、低域側にピークが出来てそのピークが高くなっていく。
・６１１１版Ｎｏ−２１７もどき（３９６Ａでの代用回路）でもやってみる。
・結果は同じ。 ・なので、我が６１１１版Ｎｏ−２１７もどきのフラットアンプの実機で、ボリューム中間にした場合に１００ｋＨｚ方形波応答にややリンギングが発生するのは、本体とボリューム間のやや長い配線に生じる寄生容量のせいなのかも知れない。 ・と言うわけで、ボリュームとの配線は、容量の大きいシールド線は使用しないで、ダイエイ電線でするのが吉。
・そういう意味では、反転アンプの初段に端子間容量の大きいＦＥＴを起用すると、その容量が入力・ＮＦＢ合流点にぶら下がって同じようなことになる可能性がある。
・ありゃ。（＾＾； ・まぁ、位相補正をもう少し増やした方が良いように思うのだが、この方が音が良いのかも知れないし、単なるＬＴＳｐｉｃｅの占いである。 ・信じてはいけない。
・この際、Ｎｏ−２１８パワーアンプ。 ・反転増幅として、その入力部の抵抗（Ｒ２７）をプリアンプ側に装着し、結果、プリアンプとパワーアンプ間を電流電送にしてしまうというのは凡人（→私（＾＾；）には思うことすら困難な手法で、流石である。
・ＬＴＳｐｉｃｅの占うそのゲイン−周波数特性はこう。 ・帰還抵抗１０ｋΩ、即ちゲインを最小に設定した場合。 ・１００ｋＨｚ以上でやや盛り上がりがあるが、この程度なら何ら問題ない。
・が、Ｒ２４をプリアンプ側に移すと、反転動作のパワーアンプの入力・ＮＦＢ合流点が、プリアンプとパワーアンプのケーブルの長さ分外に飛び出すことになる。 ・このケーブルに何を使おうか？　２４９７のような高容量なものを使用したら、反転アンプの入力・ＮＦＢ合流点に大きな容量がぶら下がることになってしまう。 ・ので、ここにＣ６をパラに加えて、これを０．００１ｐＦ（無しに相当）、５０ｐＦ、１００ｐＦ、１５０ｐＦとするパラメトリック解析。２４９７なら数メートルでこの程度の容量になるだろう。
・結果が右。 ・予想通り。パラの容量が増え、あるいは帰還抵抗Ｒ１７の値を小さくするほどにピークは高くなる。行き着く先は発振だろう。 ・だから、帰還抵抗は１０ｋΩが限界なのだろう。し、発振、発振、設定を守れと言及されているのだ。 ・が、ケーブルはどうしよう。２４９７ではこれを長くすることは危険が危ない。 ・低容量のケーブルを使うとか、プリとパワーアンプは極力近接してケーブルを短くして使うとか、ということになるのかなぁ。
・その対応策としては、帰還抵抗（この場合Ｉ／Ｖ変換抵抗？）Ｒ１７に容量をパラに繋ぐという手があるのは周知のとおり。 ・なので、２０ｐＦを繋いでＬＴＳｐｉｃｅで占う。
・結果、右のように上手くいく。 ・が、これもケーブルが長くなり入力・ＮＦＢ合流点にぶら下がる容量がもっと増えれば、それに併せてこのＣの容量も増やさなければならない。し、音に影響するかも知れない。 ・単なるＬＴＳｐｉｃｅの占いなので信じてはいけない。が、後編でどうなるのだろう。 ・案外どうなることもなく、ただの杞憂か。（爆）
・と、余計なシミュレーションをしているうちにケーシングも済んだようだ。 ・ケースは、我がＮｏ−１２１（もどき）メタルキャンＴＲによるＭＣプリアンプを解体し、右の±１８ＶＰ．Ｐ．レギュレータとともにこれに流用。ＢＬＵＥ。 ・２ＳＡ６０７、２ＳＣ９６０など、かつての名石をふんだんに使った我がＮｏ−１２１（もどき）メタルキャンＴＲによるＭＣプリアンプも遂に終焉を迎えた。 ・のだが、それに代わってこのＦＥＴ版Ｎｏ−２１７もどきプリアンプは生き残るだろうか。 ・早速、試聴タイム。
・なんか文句あるのか。 ・ありましぇーん。（＾＾； ・やはり、カートリッジシェル内蔵ＶＩコンバーター＆イコライザーＩＶコンバーターによる電流伝送方式は、最初期のＤＣアンプ導入後４０年を経て起こった二度目の革命だ。 ・かつて聴いたレコードからかつて聴いたことのない感情豊かな音楽が奏でられ、また、４０年を経て差動の頸木から解放されたシングル＆シンプルがこれを一層引き立てる。 ・この電流伝送の手法が「ピュアカレント信号伝送方式」としてＹＡＭＡＨＡのＨＡ−２で１９７９年には世に出ていたものであることを思うと、３０年を経てか。。。という感がないわけではない。 ・が、３０年ぶりにこの手法を取り上げ、ＳＡＯＣにより極めて単純かつ安定なものにして頂いたお陰で、素晴らしく芸術的、かつ、ヒューマニティ溢れる音楽が聴ける。ということである。 ・感謝。

その６

・ＳＯＮＹのいにしえのＳＩＴ、２ＳＫ７９。 ・ここからはＶ−ＦＥＴではなく、ＳＩＴ（Static induction transistor： 静電誘導型トランジスタ）と正しい名称で呼ぶ。
・ＷＥＢ上で確保した２ＳＫ７９のＳｐｉｃｅモデルのＶｄｓ−Ｉｄ特性は右。 ・多少の違いはあるが、なかなか良くできたモデリングだ。
・が、ちょっといじってドレイン−ソース間電圧に対してもっと電流が流れる特性にして、その名を２ＳＫ７９Ｂとする。 ・で、改変後のＶｄｓ−Ｉｄ特性が右。
・何故ドレイン−ソース間電圧に対してもっと電流が流れる特性にしたのか？というと、現実に入手した２ＳＫ７９のＶｄｓ−Ｉｄ特性が右下のように、ドレイン−ソース間電圧がもっと低くても大きな電流が流れる特性だからである。 ・実は、右下のＶｇｓ−Ｉｄ特性は右のＳＩＴ、２ＳＫ６３の実測によるものなのだが、これはＶｇｓ＝０Ｖでドレイン−ソース間電圧１０Ｖ程度でドレイン電流が４０ｍＡも流れるのである。しかして、入手した２ＳＫ７９も、同条件で４０ｍＡ前後の電流が流れるものばかりなのだ。 ・２ＳＫ７９は２ＳＫ６３のモールドパッケージ版だから、結局右下のＶｄｓ−Ｉｄ特性は２ＳＫ７９のＶｄｓ−Ｉｄ特性ということになる。 ・そのためにわざわざドレイン−ソース間電圧に対してもっと電流が流れる特性の２ＳＫ７９Ｂモデルをでっちあげてみたのだ。 ・が、その低電圧領域のＶｇｓ−Ｉｄ特性は左下。 ・残念ながらかなり様相は異なる。が、モデリングを右下にもっと近づけるスキルは持ち合わせていない。ので、今回の実動作領域（１８Ｖ、１ｍＡ＆５．５ｍＡ近辺）からすればこれで十分。と、妥協。（爆）
・２ＳＫ７９の２段増幅で構成するＮｏ−２１７もどき。 ・シミュレーターにはＳＩＴの素子シンボルはないので３極管のシンボルを使用する。 ・すでに上の方でシミュレート済みなのだが、そちらでは変更前のモデルを使用していたので電源電圧が±２８Ｖだった。 ・このモデルであれば±１８Ｖで動作可能である。
・ＬＴＳｐｉｃｅの占う、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性。 ・オープンゲイン（赤）は低域で４６ｄＢ程度とオリジナルＮｏ−２１７と殆ど同じ。
・音量調整ＶＲ＝１１ｋΩの場合の利得−周波数特性はどうか。
・クローズドゲイン（緑）は０ｄＢ程度。ステップ位相補正の効果で１００ｋＨｚ以上の領域が上手く伸びて落ちている。 ・オープンゲイン（赤）は低域で４４ｄＢ程度と、負荷が多少変動しても余り変わらない。のは電圧出力の３極管特性が故。
・次に、音量調整ＶＲ＝５１Ωとボリューム最小付近の場合。
・いかに３極管特性といえども、２ｋΩの出力インピーダンスに対して負荷が５１Ωと小さくなってしまっては、オープンゲイン（赤）も１２ｄＢ程度に落ちるのは必然。 ・クローズドゲイン（緑）の１０ＭＨｚ付近のピークのレベルからすると、これまでの経験上、位相補正はこれで問題ないだろう。
・なので、その辺本当にそうかどうか、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の１００ｋＨｚ方形波応答をＬＴＳｐｉｃｅで占う。
・オープンゲインが小さいので、必要な位相補正を施すとこの程度が限界である。のは、オリジナルＮｏ−２１７と同じ。
・音量調整ＶＲ＝１１ｋΩの場合。
・まぁまぁだ。
・音量調整ＶＲ＝５１Ωの場合。
・方形波立ち上がり、立ち下がり時のプレシュートのレベルも小さく、リンギングも生じていないので、位相補正は妥当だ。 ・オープンゲインが相対的に小さい上、入力容量が１６ｐＦ、出力容量が４ｐＦと、それぞれが８．２ｐＦ、２．６ｐＦの２ＳＫ３０ＡＴＭは勿論、１３ｐＦ、３ｐＦの２ＳＫ１１７よりも端子間容量の大きい２ＳＫ７９を初段に起用している関係で、位相補正値はこの程度になる。 .
・ＳＡＯＣの効果を、入力直流電圧±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖ、±２Ｖ、周期１６秒の方形波（要するに±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖ、±２Ｖの直流）応答で観る。
・結果、プラス側でも入力直流電圧が１．５ＶまでＳＡＯＣが機能し、出力電圧を０Ｖに保っている。 ・これは我がＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきと同じレベルなので、全く問題ない。
・ＳＡＯＣ込みの実働状態においてクローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。 ・なお、この場合ＳＡＯＣ入り口の時定数による動作安定までの時間を見込んで１００ｍＳから２００ｍＳの１００ｍＳ間のデータで測定する。
・結果、２次歪みが−１００ｄB強程度、３次歪みが−１１０ｄB未満、それから４次歪み以上の高次歪みが続いている。 ・低域に向け最低レベルが持ち上がっていくのはＳＡＯＣの低域の時定数のためだろう。 ・Total Harmonic Distotion：０．００１３９５％ ・これが多いか少ないかは、他に比較対象がないと何とも言えない。 ・ので、私の他のＮｏ−２１７もどきプリアンプ達も同様にシミュレートしてみると、ＴＲ版が０．０００１９０％、６１１１版が０．００１４０４％、ＦＥＴ版が０．０００５９８％と出た。 ・要するに、オープンゲインの大小、すなわちＮＦＢ量の多寡で歪み率が決まるという当たり前の結果だ。
・次に、ＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーター部の利得−周波数特性。
・そのトータルの仕上がりゲイン（緑）は、ＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７とＥＱ素子定数が同じだから基本的にこれまでの各種Ｎｏ−２１７もどきＥＱと同じである。 ・イコライザーＩＶコンバータ部単独のオープンゲイン（赤）は４０ｄＢ程度とＷＥ３９６ＡによるオリジナルＮｏ−２１７と同じだ。 ・仕上がりゲイン（緑）の低域のピークは３０Ｈｚ弱なので、ＳＡＯＣの入り口の時定数設定も適切。 ・位相補正は１５０ｐＦだけにした。この構成では、イコライザーＩＶコンバータ部についてはステップ型にしないで単純にこうした方が仕上がりゲイン（緑）のＭＨｚ超の領域におけるピークが生じない。
・この点オリジナルＮｏ−２１７をＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。 ・オリジナルのステップ型位相補正ではどうか。
・クローズドゲイン（緑）の１０ＭＨｚ近辺にピークが出来る。
・ステップ型をやめて１００ｐＦだけの位相補正にしてみると、
・ピークは消滅する。 ・オリジナルＮｏ−２１７の場合もこうした方が良いのかもしれない。 ・が、単なるＬＴＳｐｉｃｅの占いに過ぎない。信じてはいけない。
・イコライザー部のＳＡＯＣの効果についても、入力直流電圧±１０ｍＶ、±５０ｍＶ、±１００ｍＶ、周期１６秒の方形波応答で観る。
・結果、入力直流電圧が５０ｍＶまでＳＡＯＣが機能して出力電圧を０Ｖに保っている。１００ｍＶでは流石にプラス側で飽和してしまうが、Ｑ４のコレクタ電流＝ＳＡＯＣのコントロール電流（赤）の状況からすれば７０ｍＶあたりまではコントロール可能だろう。 ・と、何も問題はない。
・１ｋＨｚでのクローズドゲインは６０ｄＢ程度なので、１ｍＶr.p.m、１ｋＨｚの正弦波を入力し、出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。 ・なお、この場合もＳＡＯＣ入り口の時定数による動作安定までの時間を見込んで１００ｍＳから２００ｍＳの１００ｍＳ間のデータで測定する。
・結果、２次歪みが−７０ｄB強程度、３次歪みが−１３０ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０３０３０９％ ・これが多いか少ないかは、他に比較対象がないと何とも言えない。 ・ので、私の他のＮｏ−２１７もどきプリアンプ達も同様にシミュレートしてみると、ＴＲ版が０．０３１７２４％、６１１１版が０．０２５８３８％、ＦＥＴ版が０．０３１７７５％と出た。 ・イコライザーＩＶコンバーター部単独のオープンゲインに関係なくほぼ同じ程度の歪率で、一番歪率が低いのが６１１１によるハイブリッド版とは面白い。６１１１版についてはモデルがないのでＷＥ３９６Ａを代用とした電源電圧±２８Ｖでのものなので、電圧が高いために良い結果となったのかも知れない。 ・が、要すれば、ＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーター部の歪率は、ＶＩコンバーターの２ＳＫ９７（シミュレートは２ＳＫ１１７で代用）の特性でほぼ決まるということだろう。ＶＩコンバーターの２ＳＫ９７がノンＮＦＢで動作し、そのｇｍがＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーター部の仕上がりゲインの全てを生み出しているのだから、当たり前の結果だ。
・と、シミュレートしているうちに、基板が出来上がってきた。 ・Ｎｏ−２１７のＳｔｕｄｙなのだが、またまた半導体である。 ・回路は下図のとおり。
・ＳＩＴで組んだＮｏ−２１７もどきである。 ・ケースは、我がＬＨ００３２ＭＣプリアンプを廃用とし、その±１５ＶＰ．Ｐ．レギュレータとともにこれに流用する。レギュレータについては帰還回路の抵抗をひとつ変更して右のように±１８ＶＰ．Ｐ．レギュレータとする。ＲＥＤ。 ・ＬＨ００３２によるＭＣプリアンプを廃用にするのは惜しい。のだが、革命が起きてパラダイムがシフトしてしまったのだから是非も無い。以前のものは残しておいても最早遺跡だ。 ・それに代わるこのＳＩＴ版Ｎｏ−２１７もどきプリアンプは、他のＮｏ−２１７もどきプリアンプ達と同様に新時代の音を奏でてくれるだろうか。 ・早速、試聴タイム。
・ホルスト／組曲「惑星」 ズービン・メータ指揮 ロスアンジェル・フィルハーモニー （キング ＳＬＡ１０３１）を聴く。 ・４０年も前の昭和４９年度レコードアカデミー大賞受賞作品。 ・ＲＯＹＣＥ ＨＡＬＬ一杯に鳴り響く広大無辺な宇宙の響き。それを我があばら家で再現出来るはずもないのだが、第一曲「火星」が始るとともにふっと空間が遥かに広がり、眼前にロスアンジェル・フィルが現れた。 ・暗黒にうごめく不気味。神秘的で幽玄な時空の煌き。そして雄大でドラマティックな惑星達の鼓動を次々と奏で、遂に天上の女神にいざなわれて宇宙に溶けて消えて行った。 ・素晴らしい。 ・ジュピターをはじめ最早ポピュラー音楽になってしまった「惑星」だが、フルオーケストラを眼前にこれ聴くと、心身もろともに宇宙の無限を飛び交う浮遊感にとらわれてしまう。 ・私もその時にはこういう風に宇宙に包まれて宇宙に溶けるように消えていきたい。 ・が、 ・お前には女神も阿弥陀仏もお迎えに来てはくれないわなぁ。 ・と、現実のあばら家に戻った。（爆）

２０１２年３月６日

その７

・いにしえにおいては、FETはTRに比して音が悪いというのがK式の教義であった。FETは、TRを起用できないDCアンプの初段にやむを得ず用いる程度の存在だったのである。 ・それが、あるとき、回路を全てFETで統一することを条件にFETが免罪されたのだが、いつの間にやらその条件もなし崩しとなり、今やＴＲよりFETの方がK式の主要素子となってしまったかのよう。 ・古くからの教徒は、このような種々の経緯には釈然としないものを感じつつも、インフレする“革命”と同様、悟りをもって対処しているのだが、それでもときにFETではなく出来ればTRを使いたいわなぁという心理が働くのである。 ・しかして、我が掲示板でも、私のＮｏ−２１７もどきプリアンプの初段にトランジスタを起用したという報告があった。 ・ということもあって、右のようなものを考えた。 ・初段にもＴＲを用いたＡｌｌ-ＴＲ版のＮｏ−２１７もどきプリアンプ。（ただし、ＶＩＣ、ＩＳＣ、ＳＡＯＣ部分を除く。）
・ＬＴＳｐｉｃｅの占う、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の利得−周波数特性。 ・ＳＡＯＣの低域ＮＦＢにより、オープンゲイン（赤）が７００Ｈｚ程度をピークとして低域側に下降しているが、これはＳＡＯＣの効果による見かけ上のものであり、このフラットアンプ部のオープンゲインは、そのピーク以下の低域で８０．５ｄＢ程度である。 ・初段に２ＳＫ３０を用いた上のＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきプリアンプと殆ど違わない。 ・のは、この場合も初段の２ＳＣ２２４０にＲ４＝１．２ｋΩのエミッタ抵抗を入れ、その電流帰還効果で初段のゲインをカレントミラー込みで６倍程度と、ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきと同程度に設定しているためだ。 ・従って、Ｒ４の調整でもっとオープンゲインを上げることも下げることも出来る。が、まぁ、この辺で。
・音量調整ＶＲ＝１１ｋΩの場合の利得−周波数特性。
・クローズドゲイン（緑）は０ｄＢ程度。他に特に言うべきことなし。
・次に、音量調整ＶＲ＝５１Ωとボリューム最小付近の場合。
・クローズドゲイン（緑）の２０ＭＨｚ付近のピークのレベルからすると、これまでの経験上、位相補正はこれで問題ないだろう。
・その辺、音量調整ＶＲ＝５１ｋΩの場合の１００ｋＨｚ方形波応答をＬＴＳｐｉｃｅで占う。
・これまででは最速かな。
・音量調整ＶＲ＝１１ｋΩの場合。
・多少オーバーシュートとアンダーシュートが出る。 ・が、まぁこの程度なら問題にするまでもない。案外、こうした方がトランジスタらしい高分解能の音になるかもしれないし。（爆）
・音量調整ＶＲ＝５１Ωの場合。
・方形波立ち上がり、立ち下がり時のプレシュートのほか、オーバーシュート、アンダーシュートも生じており、その後微少なリンギングも生じている。 ・が、この程度なら問題ない。 .
・ＳＡＯＣの効果を、入力直流電圧±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖ、周期１６秒の方形波（要するに±０．５Ｖ、±１Ｖ、±１．５Ｖの直流）応答で観る。
・結果、プラス側では入力直流電圧が１ＶまでＳＡＯＣが機能し、出力電圧を０Ｖに保っている。 ・回路定数が殆ど同じのＴＲ版ではプラス側１．５ＶまでＳＡＯＣが機能したのだが、このＡｌｌ−ＴＲ版は１Ｖまで。何故か？さぁ？（爆）
・ＳＡＯＣ込みの実働状態においてクローズドゲインを０ｄＢ（１倍）に設定した場合の、１ｋＨｚ正弦波入力、出力１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−１１５ｄB程度、３次歪みが−１５０ｄB程度。と、かなり良さ気だ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０００１４６％ ・ＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきの０．０００１９０％よりも良く、これまでで最良。
・次に、ＶＩコンバーター＋イコライザーＩＶコンバーター部の利得−周波数特性。
・トータルの仕上がりゲイン（緑）は、ＶＩコンバーターの２ＳＫ１１７とＥＱ素子定数が同じだから基本的にこれまでの各種Ｎｏ−２１７もどきＥＱと同じ。 ・イコライザーＩＶコンバータ部単独のオープンゲイン（赤）は８０ｄＢ程度とＴＲ版Ｎｏ−２１７もどきＥＱとほぼ同じ。 ・仕上がりゲイン（緑）の低域のピークは２５Ｈｚ程度なので、ＳＡＯＣの入り口の時定数設定も適切。 ・位相補正は５６ｐＦだけにした。この構成でも、イコライザーＩＶコンバータ部についてはステップ型にしないで単純にこうした方が仕上がりゲイン（緑）のＭＨｚ超の領域におけるピークが生じない。それでも２ＭＨｚ〜８ＭＨｚの領域にちょっとでっぱりがある。これは位相補正を１００ｐＦにすると消えて直線的に下降する。が、この程度なら何も問題ないのでこれで行く。
・イコライザー部のＳＡＯＣの効果についても、入力直流電圧±１０ｍＶ、±５０ｍＶ、±１００ｍＶ、周期１６秒の方形波応答で観る。
・結果、入力直流電圧が５０ｍＶまでＳＡＯＣが機能して出力電圧を０Ｖに保っている。１００ｍＶでは流石にマイナス側で飽和してしまう。 ・が、これで何も問題はない。
・１ｍＶr.p.m、１ｋＨｚの正弦波を入力し、出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−７０ｄB強程度、３次歪みが−１３０ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０３１６９２％。 ・ＳＩＴ版で観じたとおりなので他に言うべきことはない。
・と、シミュレーションしているうちにまたしても基板が出来上がって来た。 ・これまでのものよりやや基板サイズが大きい。 ・ので、ＳＡＯＣの時定数を決めるコンデンサーのポジションにはＶ２Ａが鎮座している。 ・で、回路は下図のとおり。
・ＶＩＣ、ＩＳＣ、ＳＡＯＣ部分を除き、全てトランジスタで組んだＡｌｌ-ＴＲ版のＮｏ−２１７もどきプリアンプである。 ・この際、トランジスタにはかつての名石２ＳＡ７２６と２ＳＣ１４００を起用してみた。 ・ケースは、我がＮｏ−１２８（？）完全対称型プリアンプを廃用とし、その±１５ＶＰ．Ｐ．レギュレータとともにこれに流用する。レギュレータについては帰還回路の抵抗をひとつ変更して右のように±１８ＶＰ．Ｐ．レギュレータに戻す。ＲＥＤ。 ・10年以上の長きに渡って続いて来た我がＮｏ−１２８（？）完全対称型プリアンプも遂に終わった。 ・我がＮｏ−１２８（？）完全対称型プリアンプは、完全対称型プリアンプの始まりから終わりまでをその都度辿って改変してきた個人的に思いの深いものなのだが、完全対称型自体が歴史になってしまった以上、連鎖してこれも歴史の海に沈むのが運命というものだろう。 ・それに代わるこのＡｌｌ-ＴＲ版のＮｏ−２１７もどきプリアンプの音や如何に。 ・早速、試聴タイム。
・実にシルキーで滑らかである。 ・一方、エナジー感・力強さも素晴らしい。エッジも鋭く切り込む。 ・が、先端はフェザータッチの優しさを失わない。 ・力強く鋭く、シルキーでフェザータッチとは矛盾するようだが、要すれば４４．１ｋＨｚ／１６ビットが１９２ｋＨｚ／２４ビットになったが如く、強調感が失せ、伸びやかで細やかな質感の高さを感じさせる音なのである。 ・やはりかつて名石とされた石だけのことはある。 ・ように私の脳には聞こえる。 ・ただの思い込みか。（爆）
・ケース前方中央に何やら別の基板が見える。 ・何？
・Ｎｏ−２１７のＳｔｕｄｙなのに、Ｎｏ−２１９の電流伝送チャンネルフィルターである。 ・回路は右のとおり。後でセレクターを入れることにしたので、上の裏側写真と図面はその部分が異なる。 ・Ｎｏ−１２８（？）完全対称型プリアンプからＡｌｌ-ＴＲ版のＮｏ−２１７もどきプリアンプに変更した結果、ケースのスペースが余った。ので、電流伝送チャンネルフィルターも一緒に組んでパワーアンプまでの電流伝送化を早速試そうかなぁ、という趣旨。プリのケースに組み込めば電源も共用できるので財布にも優しい。 ・同一ケース内なので、プリアンプ出力をＶＩ変換する抵抗はチャンネルフィルター側に配置した。その伝達アドミッタンス設定は１ｍＳ。要するに抵抗値を１ｋΩとすることで、１Ｖの入力電圧を１ｍＡの電流出力とする。そしてこれがそのまま電流伝送チャンネルフィルターの伝達アドミッタンスになる。 ・チャンネルフィルターのクロス設定は我が環境に合わせて８００Ｈｚの２ｗａｙ。そのコンデンサーにはＡＯＣの導入とともに高価な不用品となってしまったＳＥコンをここぞと投入する。 ・で、早速、試聴タイム。 ・とは行かない。 ・電流伝送チャンネルフィルターは、電流入力パワーＩＶＣが無ければ用をなさない。 ・ので、終了。 ・が、一つだけ。Ｎｏ−２１９の電流伝送チャンネルフィルターのオフセット調整の際には、低音側出力をアースするのが吉。当たり前か。

２０１２年３月２４日

電流伝送チャンネルフィルターをちょっと、

・Ａｌｌ-ＴＲ版のＮｏ−２１７もどきプリアンプに同棲させている、８００Ｈｚ２ｗａｙ電流伝送チャンネルフィルターをちょっといじった。
・一つは、入力オフセットを０Ｖに調整するために、１Ｓ１５８８に流す電流を決める抵抗を、従前の３ｋΩから３ｋΩ＋５ｋΩの半固定抵抗に変更。 ・従前の状態で入力オフセット電圧を測ってみると２０ｍＶ程度。 ・これなら５ｋΩの半固定抵抗を追加すれば良さ気だろう、と追加したらピッタリ。 ・これでスムーズに入力オフセットを０Ｖに調整。 ・二つは、出力に電圧制限回路を追加。 ・その訳はこちら。
・この際、このチャンネルフィルターにも用いられているカレントバッファの特性を観る。 ・先ずはそのゲイン−周波数特性。 ・負荷Ｒ７を１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩとするパラメトリック解析。
・結果。 ・下から負荷Ｒ７が１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩの場合。 ・負荷が大きくなるほどに高域の下降が早くなるのは、Q4のCobのせいかな。ｆｔかな。 ・大変素直で広帯域な特性。
・１００ｋHz方形波応答を観る。 ・負荷Ｒ７を１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩとするパラメトリック解析。
・結果。 ・振幅の大きい方から負荷Ｒ７が１００ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ωの場合。 ・負荷Ｒ７が１００ｋΩの場合は、電源電圧の制約で上下が頭打ちしている。 ・負荷R7が１００Ωの場合と１ｋΩの場合の応答はこのスケールでは小さくなって見にくい。が、非常に綺麗な方形波だ。 ・大変素直で広帯域な方形波応答。
・歪率を観る。
・右は、負荷１０ｋΩで、入力０．５ｍA、１ｋHz正弦波の場合。 ・その場合、出力は大体ピークｔｏピーク±６Ｖ。 ・で、その場合の歪率は、 ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０７８４３７％ ・入力０．１ｍAとして、出力が大体ピークｔｏピーク±１．２Ｖとした場合の歪率は、 ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０１５５８２％ ・良さ気だ。 ・といってもただの占い。信じてはいけない。

２０１４年９月６日

その８

・Ｎｏ−２１７は２０１１年。 ・我が家のＭＣプリアンプ達は一気にそのもどきに変身を余儀なくされた。 ・それほど強力だったＮｏ−２１７。　（世間ではどちらかというとＮｏ−２１８だが。（爆）） ・で、ＭＣプリはもうこれで終わりだと思っていた。 ・が、それから５年目の２０１６年。 ・ＳｉＣ ＭＯＳの御研究に没頭される中でも遂に現れた新型ＭＣプリアンプ。 ・は、驚愕の無帰還ＩＶＣ型。 ・Ｎｏ−２４８。 ・我がＮｏ−２１７もどき達はひとたまりもなく、みんなＮｏ−２４８もどきに変身してしまった。 ・一つを除いて。
・サブミニチュア管ＰｈｉｌｉｐｓＥＣＧ ＪＡＮ６１１１ＷＡでハイブリッドに組んだＮｏ−２１７もどきだ。 ・私としては、±１８Ｖという真空管としてはぎりぎりの低電圧で良く作ったなぁ（＾＾）と思う会心作だ。 ・が、なんと、ＭＪ２０１２年８月号のＮｏ−２２１で、先生まで６１１１を採用して、±１８Ｖのバッテリードライブのよく似たＭＣプリアンプを発表されたのだった。 ・といっても、同じ思想なのはＭＣプリのイコライザー部のみで、カレントラインアンプの方は現在の最新型と同じものに変更になっているが。 ・という訳で、これのイコライザー部は、Ｎｏ−２２１のそっくりさんなってしまったのだった。（爆） ・で、現在のその回路はこう。
・６１１１のモデルがないのでＷＥ３９６Ａのモデルで組んだイコライザー部。 ・ＷＥ３９６Ａでは電源電圧±１８Ｖでは無理なので±２８Ｖにしてある。 ・Ｎｏ−２２１ではＱ３とＵ２の接続がダーリントンになっているが、これはエミッタフォロアドライブ。
・その出力電圧の周波数特性。 ・２０Ｈｚで８２．３７ｄＢ、３０Ｈｚで８３．０６ｄＢ、１ｋＨｚで６１．４ｄＢ、２０ｋＨｚで４１．４３ｄＢ。低域のピークは２７．５Ｈｚだ。
・Ｎｏ−２４８の出現で他のＮｏ−２１７もどき達がＮｏ−２４８もどきに変身していく中で、これをどうしようかなぁ。と、考えた。 ・そこで、私のＴＲ版簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプと聴き比べてみる。 ・ＴＲ版簡素型無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの方は自然で豊かに止めどなく出るべき音が出るべきように出てくる。 ・それに比べるとこれにはちょっとこわばった感じがあるような気がする。 ・のは何故かな？真空管の鳴きかな、ＮＦＢのせいかな。 ・まぁ、無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリに敵うはずはないのだ。 ・聴き比べると僅かにそんな感じがするが、比べなければこのＭＣプリの音は素晴らしい。 ・ので、残しておくことにしよう。

２０１７年１月２９日

その８の２

・残すことにしたら、ちょっと手を入れたくなった。 ・まず、終段６１１１のドライブトランジスタの接続をダーリントン型に変更。 ・イコライザー部のＳＡＯＣ入り口の抵抗を５．６ＭΩから１０ＭΩに変更。
・ＬＴＳｐｉｃｅでちょっと占う。
・赤がイコライザー部の電圧ゲインンの周波数特性。 ・２０Ｈｚで８３ｄＢ、３０Ｈｚで８２．４ｄＢ、１ｋＨｚで６１．４ｄＢ、２０ｋＨｚで４１．６ｄＢであり、ＳＡＯＣによる低域のピーク周波数は２０Ｈｚである。イコライザー部ＳＡＯＣ入り口抵抗を５．６ＭΩから１０ＭΩにしたのはこのため。 ・水色が入力の１０．２ｋΩによる減衰量を含めたフラットアンプ部の電圧ゲインの周波数特性。上からボリュームが５０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。ＳＡＯＣによる低域でのゲイン低下はボリューム５０ｋΩの場合でも数Ｈｚ以下であり適切だ。 ・緑がこの二つの電圧ゲインが加算されたこのＭＣプリアンプ全体の電圧ゲイン。上からボリュームが５０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合。低域ではイコライザー部とフラットアンプ部のＳＡＯＣによる低域低下の効果が加算された応答になっている。 ・そしてピンクがフラットアンプ出力のＲ３３の電流で観たこのＭＣプリアンプの相互コンダクタンスの周波数特性。これも上からボリュームが５０ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩ、１００Ω、１０Ω、１Ωの場合であり、５０ｋΩで１４ｄＢ、１０ｋΩで１ｄＢ、１ｋΩで−１９ｄＢ、１００Ωで−４０ｄＢ、１０Ωで−５７ｄＢ、１Ωで−６８ｄＢである。ので、我が家の環境では適切な電流出力レベル、ボリュームコントロールレベルだね。（＾＾） ・終段６１１１のドライブトランジスタの接続をダーリントン型に変更して、イコライザー部は更にＮｏ−２２１のそっくりさんになったな。（爆）
・ＤＬ−１０３の１ｋＨｚ出力を０．３ｍＶ，３ｍＶ、４ｍＶ、５ｍＶ、６ｍＶ、７ｍＶ、８ｍＶ、９ｍＶ、１０ｍＶとして、イコライザー部の出力電圧、出力電流（Ｒ１１の電流）を観る。
・余裕十分。
・１．２ｍＶr.p.m、１ｋＨｚの正弦波を入力し、出力がほぼ１Ｖr.p.mでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−７０ｄB強程度、３次歪みが−１３５ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．０３１７１５％ ・上の方の各２１７もどき達のイコライザー部にほぼ同じだ。
・フラットアンプ部の入力抵抗１０．２ｋΩにイコライザー部の出力電圧を模して１Ｖから１２Ｖまで１Ｖ刻みで入力し、出力電圧と出力電流（Ｒ１１の電流）を観る。
・出力はプラス側で電流４ｍＡ超、電圧４Ｖ超で飽和してしまう。のは、終段の定電流回路の電流で制限されるから。なのでこれ以上の出力は不可能だ。 ・従って、入力電圧は８Ｖまでとなるので、イコライザー部の出力電圧が８Ｖになるその入力電圧を観れば７ｍＶ。 ・最大許容入力的には問題ない。し、電流出力的にも４ｍＡの最大出力は問題ない。
・１．５Ｖr.p.m、１ｋＨｚの正弦波を入力し、Ｒ１１の出力電流がほぼ１ｍＡでの歪みの状況をFFTで観る。
・結果、２次歪みが−６５ｄB強程度、３次歪みが−８０ｄBといったところ。 ・Total Harmonic Distotion：０．１４０７９３％ ・う〜ん、ＮＦＢアンプと考えると余りよろしくないね。 ・負荷が重いのかな。 ・まぁいいか。（爆）

２０１７年２月１日