ＳＯＮＹ　ＭＤＲ−ＣＤ２０００。何の予備知識もなくカタログデータのインピーダンス３２Ω、許容入力１５００ｍＷを見て、これをフルにドライブするには、√（２＊３２＊１．５）＝９．８Ｖ、９．８／３２＝０．３Ａだからパワーアンプ（と言うか、それなりの電流供給能力）が必要、と、「ヘッドフォン（も鳴る）アンプ」を急遽誂えたのだが、現実に使ってみるとそんな最大許容入力までドライブする電流供給能力など全く不要だということが良く分かった。

カタログデータのとおり能率は１０６ｄｂ／ｍＷ。これに１．５Ｗを入力して耳元で鳴らしたら鼓膜が幾つあっても足らない。現実には１ｍＷも与えれば十分以上の音量で、常用使用域はそれ以下。４０ｍＷを供給すれば１２０ｄｂを超えてしまうのだ。ということで、インピーダンス３２ΩのＭＤＲ−ＣＤ２０００をガンガン鳴らして聴くとしてもドライブアンプは数十ｍＡ程度の電流供給能力があれば御の字で、ＳＥＰＰなら２５ｍＡのアイドリング電流を流しておけば１２０ｄｂの音量までＡ級ドライブだ。な〜んだ(^^;)。

最近の（ことかどうか知るところではないが）ヘッドフォンが低インピーダンスに作られているのは、スピーカーの傾向と同じでその方が低い電源電圧でも出力が稼げるためだろうか。ハイインピーダンスの場合所要電流はさらに少くなり結構なのだが、電圧はインピーダンスの増加比に√２を掛けた分必要だ。１．５Ｖや３Ｖで動いているウォークマンなどのポータブル機器でも十二分に利用できるよう、数十Ωの低インピーダンスにし、数十ｍＡ程度の電流供給で十分な音量が得られるようにデザインされているのだろう。世の中はそれなりに調和している訳だ。

そう考えると、そんな風に作られたヘッドフォンを鳴らすのにＧＯＡパワーアンプを持ち出すなど大袈裟すぎたようだ(^^;)。これらのヘッドフォンには適当に電流供給能力のあるオペアンプでも使って鳴らすのがよっぽどスマートだ。今やものによってはＩＣオペアンプの方がディスクリートで組むよりよっぽど高性能かつ高音質らしいし。現実に我が家の３Ｖ電池電源の“Ｄｉｓｃｍａｎ”など侮りがたい音でＭＤＲ−ＣＤ２０００を鳴らしてくれる。

が、過剰性能のＧＯＡパワーアンプでヘッドフォンを鳴らすなんてこともアマチュアならでは(^^;;、だし、ディスクリートでヘッドフォンアンプを作るなんてことは、今やアマチュアしかやらないことだろう、などと考えつつ、よりスマートなヘッドフォンアンプとして完全対称型のヘッドフォン（専用）アンプが頭に浮かんだのだった。

そこで、ちょっと予備実験をしてみた。
次の回路の電流ゲインなどを実測してみたのだ。

電流ゲインはＩｃ／Ｉｉ。で計算すると、２ＳＡ６０６の方は（５−１）／（０．５６−０．５）＝６６．６７、２ＳＣ９６０の方は（２５−５）／（３．１５−２．９５）＝１００となる。アナログテスターを２台使って目視で目盛を読んでいるものなので正確とは言えないが、Ｃ９６０の方は全くリニアなデータだ。Ａ６０７の方はｈｆｅ上昇部分の電流域なのだろうか、Ｉｃの増加と共に電流ゲインも増加している。

この回路を下の回路図のように組み合わせてヘッドフォンアンプにするのである。何のことはない。Ｎｏ−１２８？（完全対称型プリアンプ）のフラットアンプだ。そう、そうではあるが、あの基本回路をそれなりにブラッシュアップして、「電池式完全対称型ヘッドフォンアンプ」として製作してみようという訳だ。

この回路は分かりやすい。初段で信号電圧がＶＩ変換され、２段目、終段で電流増幅されながら電流伝送されて、最後に負荷抵抗に当該電流が流れることによりＩＶ変換されて出力信号電圧となる。だから、回路のオープンゲインは、「初段ｇｍ×２段目電流ゲイン×終段電流ゲイン×負荷抵抗」となって、回路のオープンゲインは負荷抵抗値に比例する。実に簡単だ。

早速計算してみると、初段はＫ３０ＧＲでそのｇｍは過去のＭＪスーパーサーキット講座から２００Ω半固定抵抗を勘案して１．８４、２段目の電流ゲインが上の実測値を使って６７、終段の電流ゲインが同じく１００。

として、この回路のオープンゲインは、１．８４×６７×１００×負荷抵抗値（ＫΩ）となるので、

負荷３０Ωの場合は
　３６９．８＝５１．３６ｄｂ
負荷３００Ωの場合は
　３６９８．４＝７１．３６ｄｂ

と、計算上は３０Ω程度のローインピーダンスヘッドフォンから３００Ω程度のハイインピーダンスヘッドフォンまで、必要十分程度のオープンゲインが確保できるようだ。

が、この計算は２段目、終段とも理想的に電流出力アンプとして動作した場合で、現実はそうではないから、実際のオープンゲインはもっと下がるはず。だが、要は出力側と入力側の相対的問題、ということで上の予備実験では動作電流付近でコレクタ−エミッタ間電圧を変化させてコレクタ電流の変化も測り出力インピーダンスを実測してみた訳だ。これも正確性に保証はない。特にＣ９６０はこんなに電流を流すと自己発熱のためＩｃは安定せず正確な測定は無理だ。が、これによれば２ＳＡ６０６は（２３．５−２．５）／０．４＝５２．５ＫΩ、２ＳＣ９６０は（２１−５）／３＝５．３ＫΩとなった。Ｃ９６０の方は測定手法が稚拙なためで本当はもっと高いはずだ。

これなら２ＳＡ６０６（６０７も同じ）はカスコードを付加する必要もなく裸の出力インピーダンスで十分だ。２ＳＣ９６０はプッシュプルだとさらに半分なのでちょっと低いかなとも思うが、実際はこの実測値より高いだろうし、３００Ω以下の負荷を前提とすれば十分ではないだろうか。まあ計算どおりのオープンゲインは得られなくともそれなりのゲインになるだろう。

ということで、動作設定。
電源電圧は±１５Ｖ。ディスクリートではこれ以上低い電圧では不利だ。２０本入りの電池を１０本ずつ使って得られるこの電圧設定でいこう。レギュレーターは使わない。これで終段の実効電圧は±１０Ｖ位になるから、実際上不必要とは言え３２Ωで１．５Ｗ、３００Ωで２００ｍＷ程度の最大出力が得られる計算にはなる。
アンプ単体としてのクローズドゲインはＮＦＢ安定度等も勘案し１１倍とした。

終段のアイドリング電流は１８ｍＡでどうか。これで３２ΩのＭＤＲ−ＣＤ２０００でも２０ｍＷまでＡ級動作でドライブできてしまう。３００Ωのヘッドフォンなら２００ｍＷまでＡ級ドライブだ。Ｃ９６０は電流を流すほど出力インピーダンスは下がる。プリアンプのフラットアンプならもっと高くあってほしいところで、動作電流を減じるかエミッタ抵抗を入れたいところだと思うが、今回のヘッドフォン専用アンプとしては基本的に百Ω前後の負荷が前提だから問題はないだろう。高すぎると仕上がりの出力インピーダンスが十分下がらなくなるおそれがある。これでＣ９６０は動作時２７０ｍＷを消費する。手を触れればちょっと熱い！という程度に発熱するがちょうど良い損失だと思う。

２段目はその負荷の２２０Ωに０．６Ｖのバイアスを発生させる電流となるので、３ｍＡ程度が必然となる。２ＳＡ６０６にはやや少な目かとも思うが、得られる高い出力インピーダンスとその負荷が２２０Ωと低いところがミソなので良いところだ。

初段は２ｍＡにしよう。Ｉｄｓｓ４．２ｍＡ程度のＫ３０ＧＲを起用するのでちょうど良い。入手した０５Ｚ６．８がＺランクでツェナー電圧が７Ｖ。故にＣ１７７５のエミッタ抵抗は１．６ＫΩとなった。

さて、終段はＴＲだし、２７０ｍＷも消費させエミッタ抵抗も使わないので温度補償をしなければ熱暴走してしまう。このため、初段のドレイン抵抗−電源間にサーミスタ２００Ｄ５を挿入し、マイナス側のＣ９６０の腹に抱かせるようにアラルダイトで熱結合することとした。Ｎｏ−１２８？完全対称型プリアンプを製作した時に、Ｃ９６０のベース−エミッタ間抵抗にサーミスタをシリーズ接続する最近の完全対称型パワーアンプで使用されている手法での温度補償も実験して良い結果だったが、今回はベース−エミッタ間抵抗がそもそも低いので採用できない。また、サーミスタを２つも用いるのはこんなシンプルなアンプにはやはり似合わない。と言うわけでこうしてみた。
そうしたら、この回路と動作電流設定ではサーミスタに８２０Ωをパラ接続するとちょうど良いようで、電源ＯＮ時に５ｍＡほど多めに電流が流れるが、発熱と共に電流は減少し、設定電流値で安定となって以後びくとも動かない状態になる。大成功。

なお、終段のアイドリング電流は２段目の共通エミッタ抵抗を調整して設定値にする。ツェナーダイオードのばらつき等をここで吸収するわけだが、私の場合は３６０Ω＋２０Ωと３６０Ω＋１０Ωとなった。１０Ωの違いでアイドリング電流が５ｍＡ程度変動するので厳密に合わせようとすれば抵抗のシリーズ接続が必至だ。が、その程度のアイドリング電流の違いが問題を生じる訳ではないので神経質になる必要もないし、何なら最初から半固定抵抗にしてしまえば楽だ。

さて、問題はＮＦＢによる発振などのトラブルだ。必要とあれば位相補正措置を講じなければならない。普通はゲインやポールを計算し、あるいは測定して所要の位相補正措置を想定して詰めていくのだろうけれど、私にはその能力も環境もないので（いばって言うことではないが(^^;））、まず作ってみてその後泥縄式に対処することとする。

取りあえず基盤への部品配置や裏側の配線等を検討して組み上げて見ると、特に位相補正措置を講じなくともまったく安定だ。ＴＲのＣｏbが勝手に効いているか、想定ほど出力インピーダンスが高くなくてオープンゲインもそんなに大きくなっていないのかもしれないが、この構成ならオープンゲインの高域カットオフ周波数がそんなに低いとも思えないので、これで良しとする。出力のドリフトをみると±５ｍＶ以内。ということは適度にオープンゲインが確保されていることの証でもあると思うので、いいんじゃないだろうか(^^;;。

ちなみに４００Ｈｚ、ＯＮ−ＯＦＦ法で出力インピーダンスを測ってみた。

			開放時（Ｖ）	負荷時（Ｖ）	負荷（Ω）	出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ
Headphone-2			2.5	2.48	330	2.661290323
			2.5	2.44	110	2.704918033
			2.5	2.3	33	2.869565217

負荷によって余り変動することなく３Ω弱だ。ヘッドフォン（も鳴る）アンプの０．０４Ωに比べると高いが、３０Ω〜３００Ω位のヘッドフォンに対しては良い数字ではないだろうか。

なんと一発で完成だ。本当は周波数特性や歪み率ぐらいは測らなくちゃいけないのだが、測定器類がないから知らぬが仏なのだ(^^;;。が、発振器とオッシロぐらいは欲しいなぁ〜。

図らずもヘッドフォンアンプが２台になってしまった(^^)。となれば当然聴き比べということになる。
私の耳だから、そんなに差を聞き分ける能力は備わっていない。ほとんど同じように聞こえるというのが本当のところだ。

が、あえて言えばＧＯＡはやはりサラサラと天にも抜けるような爽やかさを感じる。音も比較すると全体によりタイトに聞こえる。完全対称型の方はＧＯＡに比較するとねばりを感じると言うか、別に明瞭さに劣っているわけではなく、やや弾力感のある鳴り方がそう感じさせる。また、比較すると音がより立体的で彫りの深さやエネルギー感に優る感じがする。

さらに、演奏の感情がどう伝わってくるかといった聴き方で、どちらによりデリカシーがあるか？と言えば完全対称型の方のようだ。完全対称型と比較するとＧＯＡは音の出方がやや機械的かつ平板の方向に振られる。この爽やかな明瞭さも捨てがたいものではあるが、演奏のニュアンスや感情表現では完全対称型に軍配があがるようだ。

などと偉そうに試聴記などを記してもしょうがないので、この辺にする。なお、これはあくまで私の作った以上の２台のアンプに関する話しですので悪しからず。

さて、
もうこの地は秋の気配が漂っている。日中はまだまだ蝉がうるさいものの、朝夕は涼しいぐらいだ。空も高くなりつつある。

秋の夜長は音楽を聴くのがふさわしい。ヘッドフォンももう少し勉強するかもしれない。

（２０００年８月１９日記）

その後

上の出力インピーダンスの測定手法が間違いだと気づいたので測定し直した。
結果は表のとおりである。
測定数値が正確かどうかは別にして、完全対称型の理論にマッチした結果となっているところがそれらしくて喜ばしい(^^)。
喜びついでにグラフにもしてみた。なお、２７０Ωの場合の出力インピーダンスは実測ではなく測定結果からの推計値である(^^;)。

測定負荷（Ω）	測定負荷時（Ｖ）	＋負荷時（Ｖ）	＋負荷（Ω）	測定値（Ω）
10	2.5	2.45	110	2.245
30	2.5	2.49	330	1.325
91	6	5.995	910	0.759

（２０００年８月２８日）

その後　２

「ヘッドフォン（専用）アンプ」は、実はあるヘッドフォンをターゲットに製作したものだ。

ＳＥＮＮＨＥＩＳＥＲのＨＤ６００。いずれ使ってみることを想定していたのだが、つい入手してしまった。
インピーダンスは３００Ωと国産にはみられない高さだ。許容入力は２００ｍＷ、感度は９７ｄｂ　ａｔ　１ＫＨｚとある。

「ヘッドフォン（専用）アンプ」で鳴らすＨＤ６００からは、完全対称型パワーアンプでスピーカーを鳴らしたときに得られる音の感覚に似た感覚が得られると言ったら大袈裟だが、そんな感じが得られる。脳内定位以外はヘッドフォンで聴いているという違和感をあまり感じないですむ。低域から高域まで帯域バランスがごく自然で、非常にタイトかつ透明できめ細やかでありながら、骨格がしっかりしつつ弾力感もある、いわば芯のある音の鳴り方で、質感、実在感が得られる音だ。ヘッドフォンにはサ行が強調されるものが多いが、これはサシスセソもごく自然で、余韻も美しく漂い、音量を上げてもこれが崩れないのでうるさくなることもない。
「ＦＵＮＫＡＬＬＥＲＯ」（fairy tale/Yoshiko Kishino）で聴ける木住野のピアノの力強さや美しい張り、ＧＯＭＥＺのベースの重い芯と弾力感がちゃんと表現される。聴くほどに手にした偶然に感謝したくなる。法外に高価な部類のヘッドフォンだが、許すことにした。

ＭＤＲ−ＣＤ２０００。別に悪くはない。やや高域が華やかで低域がふくよかな感じもするが、これだけを聴く分にはこれで十分なような気がする。が、直後にＨＤ６００を聴くと、私の耳が駄耳であることを思い知らされる。音場のクリアさ、音の細やかさ、正確さ、どれをとってもＨＤ６００が上手だ。ＨＤ６００と比較してしまうとＣＤ２０００の音には何か余計な付帯音が付きまとっていることが分かる。端的に言うとＨＤ６００で聴くＳｔｅｉｎｗａｙの質がそこらのピアノに落ちてしまう感じなのだ。とまで言ったら言い過ぎだが、微妙な差が結果を分けるのは致し方ない。が、逆に致命的な差かと言われたらそうではないと答える。やはり微妙な差だ。

とＨＤ６００は良いことづくめのようだが、別にヘッドフォン聴取がスピーカーによる再生に優るとは思っていないので念のため。
金田式ＤＣアンプで鳴らすスピーカーの解像度、透明度はもとより高く、ＨＤ６００の解像度、透明度がこれに優るという感じはない。また、ＨＤ６００で得られる音楽表現はスピーカーでは当然の如くそれ以上に得られるものだし、体で感じる本当の音のエネルギーはスピーカーでなければ出ないし、大体、自然な音場感はヘッドフォンには望むべくもないのだ。

が、夜中に一人音楽を聴きたくなる時もある訳で、「ヘッドフォン（専用）アンプ」とＭａｄｅ　ｉｎ　ＩｒｅｌａｎｄのＨＤ６００がその良き伴侶になってくれることは確かだ。

（２０００年９月３日）

（補足）

大変嬉しいことに本ヘッドフォン（専用）アンプを製作して好結果だったというメールを頂いた。(^^)
が、当初、熱結合したＡ６０７が微妙にショートしてしまい出力が−１５Ｖに張り付いて終段を飛ばしてしまったとのこと。

あえて書いておけば良かったのに、との反省を込めての補足。

Ａ６０７の熱結合について、金田さんは９９年９月号のＮｏ−１５６でも「アラルダイトが絶縁体の働きをするのでマイカ板は必要ない」とおっしゃておられるのだが、私の経験ではこれは止めておいた方が良い。Ｎｏ−１３９で「本来なら絶縁シートを介して接着すべきだが、アラルダイトに十分に絶縁性があるので、接着面にまんべんなく塗ってから接着すると良い。また接着の後、コレクター間が絶縁されていることをテスターでチェックする」と書かれているように、アラルダイトの塗り方によってはショートしたり、絶縁が不完全になったりしやすい。
私は一度試してみてどうしても絶縁を完全にすることが出来なかったのでこのやり方は採用していない。

それにしては上の写真では直接接着しているように見えるがどうしているのか？
実はマイカ板をＡ６０７の直径程度以下の小さな円形に切ってＡ６０７の間に挟んで接着しているのである。これでショートや絶縁不足によるトラブルは全く心配無用となる。

（２００１年２月５日）

その後　３

我が家にはヘッドフォンを鳴らすべく製作したアンプが２台ある。１台は勿論このヘッドフォン（専用）アンプであるが、もう一つは“ヘッドフォンも鳴る電池式完全対称型パワーアンプ”だ。

実は、“ヘッドフォンも鳴る電池式完全対称型パワーアンプ”の実体はパワーアンプであって、その出力にヘッドフォン端子を付けてあるに過ぎない。要するにヘッドフォンはおまけなのだ（＾＾；

これに対して、この“ヘッドフォン（専用）アンプ”は正にヘッドフォンを鳴らすことをターゲットにしたアンプだ。

これまで、この２台のヘッドフォンアンプで聴くヘッドフォンの音に有意な差を感じることはなかった。
“ヘッドフォン（専用）アンプ”の方がヘッドフォンをターゲットにしたものだから、心情的にはこちらの方が良い音がして欲しい、と思っていたのだが、甲乙付けがたい状況だったのである。

ある種、両雄並び立っていたわけである。

が、状況が変わってしまった。

“ヘッドフォンも鳴る電池式完全対称型パワーアンプ”をちょっと改良した結果、なんと少しく差を感じるのだ。

あちらの方がいいのだ。

これは困った。これでは折角のヘッドフォン（専用）アンプが・・・

と、いうことであれば、対抗すべくこの“ヘッドフォン（専用）アンプ”も改良しなければならない。

その結果、このようになったのであった。

何故こうなったのか？　
それは話せば長いので、興味のある方はどうぞこちらへ。

入力アッテネータの３３ＫΩは、折角だからスケルトンに、と思ったところ３３ＫΩがあった、というだけのこと。

が、初段定電流回路には懐かしの日立製ＴＲ、２ＳＣ９８４Ｃランクをわざわざ起用してみたものである。
のは、“ちょっとＤＣなオーディオのページ”から影響を受けて、“天上の音”を聴いてみたい・・・と、ちょっとした遊び心だ。

結果は、回路も改良してしまったのでどうも良く分からない（＾＾；　

のだが、全体的に一層細やかな表情が分かりやすくなり、鋭い分解能と柔和な優しさ・暖かみといった感じが両立したとても良い感じになったように思う。

さて、問題は“ヘッドフォンも鳴る電池式完全対称型パワーアンプ”と比べてどうか。である。

ちなみに電源は同じ±１２Ｖの鉛シールバッテリーだ。

どちらも甲乙付けがたい。

が、終段の構成の違いが音の違いとなっているようだ。

と、言うのは、特に低域ということになるのだが、音のゆとりといった点で“ヘッドフォンも鳴る電池式完全対称型パワーアンプ”の方が勝っている感じなのだ。低域まで深々としていて聴いていて気持ちが良い。

対して、こちらは、比較すると音全体が高域よりという感じになってしまう。情報量自体は変わらないように思うのだが、こちらの方がスリムで明解に聞こえるのだ。

モニター的にはこちらが良いということになる。が、音楽を心地よく聴くには向こうの方が良いようにも感じられる。といったところだ。

では、この違いは何故なのだろうか？

それほど電流が必要なわけでもないのに、やはりダーリントンの電流供給能力がものをいっているのだろうか。

推測としては、ダーリントン前側の存在である。これがエミッタフォロア動作で、終段が負荷に電流を供給する上でのダンパーというか貯水槽の役割を果たしている。これが音のゆとりを醸し出す上でかなり利いているような気がする。

では、これにもダーリントンドライバーを付けてみたらどうだろう。

ま、それはまた次回にでも、ということで・・・（＾＾；

（２００３年２月１７日）

その後　４

我がヘッドフォン（専用）アンプもまた１年が過ぎて右のようになっている。

何も変わっていない。ように見えるが、目を凝らすと基盤左下に何やら回路が付加されている。のは、「但聞ドライブ」だ。

「但聞ドライブ」を導入したからと言うわけではないのだが、近頃はこいつとヘッドフォンで聴く晴れ渡った宇宙の音も良いのではないか、と思っているのである。

バイノーラル録音とか言って頭の外に音像が定位すると言い張るものを含めて、ヘッドフォンで聴いて音像が頭の外に出来るものなど聴いたことがないのだが、このコンビで聴くと勿論音像は脳内に定位するのものの、その音像空間がスッキリと晴れ渡って、我が脳幹上方部を中心として音空間が天空にまで広がるのである。目を閉じると、音楽と共に体が宇宙を浮遊している感覚だ。

ヘッドフォンが生み出す非現実的な音空間感覚。これもまたおつなものである。と、思えるようになってきたのだ。（＾＾；

回路は２ＳＫ３０による「但聞ドライブ」が追加されただけである。

これ以上特に書くべきこともないので、「但聞ドライブ」関連で少しだけシミュレーションをやってみる。

まず、これが「但聞ドライブ」付加前の我がヘッドフォン（専用）アンプの回路だ。

入力に１Ｖａｃを加えて終段２ＳＣ９６０のコレクタに電流マグニチュードプローブを取り付けて終段上下ＴＲまでの回路ｇｍを測定し、その対称性を観てみようという訳だ。

その前に、回路動作点を明らかにするため各部の電圧、電流の状況を表示する。

回路はＮＦＢを掛けないオープンゲインの状態である。終段ＴＲのアイドリング電流はコレクタ電流で上側が１３．４６ｍＡ、下側が１６．５４ｍＡであり、実機の設定にごく近い。これを設定するのはＲ３であり調整後４００Ωとなっている。出力オフセットは−４９８．７ｕＶとごく小さい。これを設定するのはＲ１２とＲ１３であり、Ｒ１２がそのために１００．２１２Ωとなっている。

問題は終段２ＳＣ９６０の上下でアイドリング電流に約３ｍＡの差があることである。これは要するに２段目差動アンプ右側の動作電流分の差なのである。それを終段下側が吸い込んでいるためのものなのだ。そうしなければ２段目右側の動作電流の流路がなくなるので出力にはオフセットが生じてしまう。
そこで初段のトリマー（ここではＲ１２とＲ１３）を調整して終段下側に上側より大きなバイアスが掛かるようにしてオフセットを解消するのである。

結果、表示桁の関係でここでは初段差動アンプの動作電流には差が出ていないが（実際は僅かに差を生じる）、２段目差動アンプについては左右で動作電流が僅かではあるが異なっていることが分かる。終段上下ＴＲの動作電流の違いを含めこれらがすなわち終段下側が２段目差動アンプ右側の動作電流を吸い込まなければならないために完全対称型に必然となる僅かな動作非対称の意味なのである。

この結果、終段上下ＴＲまでの回路ｇｍはどうなるだろうか。が問題なのだが・・・

負荷が３００Ωと大きくゲインが大きいというせいもあるのだが、このように終段上下まででややｇｍが異なってしまう。

ここでは縦軸がＡ（アンペア）だが、入力に１Ｖａｃを加えているのでこの数値がそのまま回路のｇｍであり、３００Ω負荷で低域で終段上側がｇｍ＝３．３８Ｓ、下側が３．５５Ｓであることが分かる。

こちらは「但聞ドライブ」を付加した回路である。

同様に各部の電圧、電流の状況を表示したものだが、「但聞ドライブ」で出力中点から３．１ｍＡの電流（≒２段目差動アンプ右側の動作電流）を抜いてやることにより、終段上下ＴＲのアイドリング電流もほぼ１５ｍＡと一致している。それだけでなく、終段上下ＴＲのバイアス調整の要がなくなったため、初段トリマーも対称（Ｒ１２＝Ｒ１３＝１００Ω）となり、２段目差動アンプの動作電流も３．１２６ｍＡと全く一致している。
これがすなわち「但聞ドライブ」の効果なのだが、その結果はどうだろう。

それがこれだ。

比べれば一目瞭然。終段上下ＴＲまでの回路ｇｍがこのようにぴったりと一致するのである。

すなわち「但聞ドライブ」により特にプリアンプで顕在化する完全対称型の動作対称性の乖離が解消されるのである。

この結果は入力に正弦波を加えた場合の応答結果である出力波形にも観ることができる。

まずは「但聞ドライブ」がない場合。

波形のピークを見ると、その絶対値がプラス側は９Ｖを超えているのに対してマイナス側は９Ｖに達していない。

「但聞ドライブ」を付加したこちらはどうか。

波形のピークの絶対値はピッタリ９Ｖに一致している。
このほんの僅かな差を「但聞ドライブ」がもたらしてくれる訳だ。

ではその僅かな差にどれだけの意味があるのか？　は、実は難しい。

上で現れた僅かな差もオープンゲイン状態でのものであって、ＮＦＢを掛けてしまえば実際のところ意味のない程度の差異であると言っても間違いではないのだ。

例えばＮＦＢ後での１００ｋＨｚ方形波応答。
まずは「但聞ドライブ」がない場合。

現実の実機もこんな立派なものであるかどうか知らないが、実に素晴らしい１００ｋＨｚ方形波応答波形だ。

「但聞ドライブ」を付加した場合。

こちらも素晴らしい１００ｋＨｚ方形波応答波形である。

が、ここに上の「但聞ドライブ」がない場合との差異を見ることは困難だろう。

と、まぁ、その程度の違いに過ぎないと言えば過ぎないのだ。

さらに、「但聞ドライブ」が解消する程度の動作非対称は差動アンプ等のペア選定での僅かな不一致や、動作時のオフセットやドリフトに伴う動作点の移動で簡単に生じてしまうものである。したがってこれらはＮＦＢで処置される範囲のものだから、なんら問題ではない。
という解釈は正論だろう。と思う。

実際、その間の音の違いを語るなどと言うことは私には出来ない。




が、なんとも空間が澄み渡って個々の音の充実感が増したように聴こえるのである。

まぁ、多分、気のせいだ。（＾＾；

なので、やってみて何の違いも感じなかったり、かえって悪くなったりしても一切関知しません。

（２００４年１月１７日）

その後　５


この“ヘッドフォン（専用）アンプの実験”も気づけば６年も立ってしまったのだなぁ・・・

ので、この辺でもはや“実験”の文字を外そうかいな・・・、という気になったのだった。

最近は我が嗜好も変わったのか、一人密かにヘッドフォンで気楽に音楽を楽しむという時間も増えている。気兼ねなく楽しめるヘッドフォンアンプが欲しくなったということもあったのだ。

そこで早速作業に入り、ジャンク箱から所要の部品を集めて、あっという間に我が家のヘッドフォンアンプ実用機は完成したのだった。
（＾＾）

	・まずは電源部。これまではバッテリーで動かしていたのだが・・・、はっきり言って電池電源は過去の過ちの一つだ。電池の方が電気代が安いなどということはあろうはずもない。 ・ので、実用機としては当然電源はＡＣ電源だ。 ・部品はジャンクボックスから見繕い、整流ダイオードには日本インターのいにしえの３０ＤＦ２、フィルターコンデンサーには日本ケミコンのＫＭＨ３５Ｖ３３００ｕＦ基板実装型があった。ついでにＬＭ３１７Ｔが二つも出てきたので、ＩＣレギュレーター搭載電源としよう。 ・ヘッドフォンアンプの回路については、色々考え、６年前に考えた当初の回路に戻ることにした。まっ、年のせいか最近は合理的でほどほどで智恵がさりげなく詰まったシンプルさ、そんなものにより魅力を感じるようになった。 ・さて、このアンプの要点の一つは、温度補償のためのサーミスタと終段ＴＲとの熱結合だ。右の写真に、２ＳＣ９６０の腹側にアラルダイトラピッドで接着したサーミスタ２００Ｄ５の熱結合の姿が写っている。 ・その接着の仕方だが、２００Ｄ５は円盤形なので先生のご説明のとおりのやり方では上手く行かない。といって円盤の山を削って平らにする必要もない。先ずは少量のアラルダイトラピッドをサーミスタに付けて２ＳＣ９６０の腹に接着してしまうことだ。アラルダイトラピッドは１０分位で最低限の実用接着強度に達するが５分位ではまだ固まらないので、５分から１５分程度までの間、位置を正しく固定してサーミスタを手で２ＳＣ９６０の腹に押しつけて上手く接着させるという愛情ある作業をするのがポイントだ。そうすると少量のアラルダイトラピッドでサーミスタが２ＳＣ９６０の腹に接着した状態になる。その後１時間そのまま放置し、接着強度がさらに上がるのを待つ。そうしたらもう一度アラルダイトラピッドを捏ねて、マイナスの精密ドライバーなどを使ってアラルダイトラピッドを隙間に詰め込み、さらに２００Ｄ５を包み込むように盛り付ける。そして１日待って接着強度が最大になってから基板取付等の作業をする。 ・ケースはタカチのOS-49-26-33BX。余裕しゃくしゃくだが、私のような素人にはこの程度の余裕がある方が良いのだ。

回路はこう。

２段目のカスコードアンプは廃して、但聞ドライブもその後の検討結果から廃したので、ほぼ最初の回路に戻った回路になっている。

理由

�@　負荷が３０Ωから３００Ω程度のヘッドフォンであるため終段のみではゲインが不足であり、そのため２段目も最大ゲインの動作をさせるのであるが、問題はその場合のポール配置。カスコードで２段目と終段の相互作用を分離してしまうとポールの処理にやはり無理が生じる。それはｆｔの低い２ＳＡ６０７や２ＳＣ９６０を敢えて使っているためにそうなるということでもあるのだが、やはりここは２段目と終段の相互作用をそのまま活用してワンポール補償で動作させるのがシンプルで良い手であるように思える。

�A　�@と本質的に同じだが、終段がゲインを持ちその電圧ゲインが負荷によって変化するとなると、そのゲインの変化に比例してローポールも移動する普通の形にしておきたい。となると、２段目のゲインも活用するこの場合は２段目にカスコードを入れ初段にステップ位相補正を入れるのは妥当でなく、やはり２段目と終段の相互作用をそのまま活用して終段が負荷によってゲインを変えるのと同時にローポールも動く構成にするのが上手い手だろう。

�B　２段目にカスコードを入れればその出力インピーダンスは高まり、結果確かに負荷対オープンゲインの直線性は改善される。しかしながらそれも程度問題であり、ここでは想定負荷が３０Ωから３００Ωのヘッドフォンと低いため、カスコードにしなくとも十分といえば十分なので、ならばそんなに頑張らずにシンプルにまとめるのが大人の手であろうて。

と言うわけで、２０００年の時点ではどちらかというと余り考えずにこういう回路になったのだが、今回はちっとは考えた上でこういう回路にすることにしたのである。（＾＾；

さて、そこで実験機を脱して今後は実用機として長らく使おうということもあって、終段ベース抵抗とＮＦＢ回路の抵抗にはスケルトン抵抗を起用した。

のだが、ベース抵抗の方の２２０Ωのスケルトン抵抗が生憎ジャンクボックスに残っておらず、やむなくここは３３０Ωのスケルトン抵抗にしてしまった。（＾＾；

この関係で２段目差動アンプ共通エミッタ抵抗側の固定抵抗が２７０Ωから５１０Ωに、初段ドレイン側のサーミスタ２００Ｄ５にパラの抵抗が８２０Ωから７５０Ωに変更になっている。のだが、これは全く手持ちの都合の問題でこうなっただけなので、ここはベース抵抗に２２０Ω、あとそれぞれ２７０Ω、８２０Ωの従来の設定でも全く構わない。

なお、終段のアイドリング電流だが、それを１７．５ｍＡ程度として全体でチャンネル当たり２５ｍＡの消費電流に調整している。温度補償が適切な故か、終段エミッタ抵抗レスの危険な構成であるにもかかわらずこの電流値は調整後極めて安定だ。（＾＾）が、この構成は下手をすれば終段を暴走で壊す可能性のある構成なので、決してどなたにも推奨しない。

オフセット、ドリフトも±５ｍＶ以内であるし、ヘッドフォンを差し込んで耳に掛けた状態で電源のオンオフをしても全くショックノイズはない。が、別にＤＣモレに対する保護回路は設けていないので、このヘッドフォンアンプは決してどなたにも推奨しない。勝手に真似て製作され、結果ＤＣモレで鼓膜を破ったなどということになっても一切関知しない。ので悪しからず。（＾＾；


ここで、方形波応答を観てみる。


写真は下が原方形波で、写真上が出力波形だ。極普通のヘッドフォンとしてソニーＭＤＲ−ＣＤ２０００等を想定し負荷が３０Ωの場合、海外製のインピーダンスが高いヘッドフォンとしてセンハウザーのＨＤ−６００等を想定し負荷が３００Ωの場合、更にヘッドフォン非装着時の無負荷状態を想定した負荷開放の場合の３パターンで１００ｋＨｚと１０ｋＨｚの方形波応答。

１００ｋＨｚ　負荷３００Ω	１００ｋＨｚ　負荷３０Ω	１００ｋＨｚ　負荷開放
１０ｋＨｚ　負荷３００Ω	１０ｋＨｚ　負荷３０Ω	１０ｋＨｚ　負荷開放

結果は実に綺麗な方形波応答だ。（＾＾）

１００ｋＨｚ方形波応答から観て、どの負荷状況でも高域のカットオフ周波数ｆｃは１ＭＨｚを超えているだろう。

シンプルで良いものになったよう。な〜んて。（＾＾；

ついでにちょっとシミュレーション。

負荷＝ｒｖａｌを３０Ω、３００Ω、３ｋΩとするパラメトリックシミュレーションで、それぞれの場合のオープンゲイン、ループゲイン、クローズドゲイン、ついでにループゲインはその位相も観てみる。

結果がこれだが、一番上がループゲインの位相で緑が負荷３０Ωの場合、赤が負荷３００Ωの場合、青が負荷３ｋΩの場合でこれらの縦軸は１の方である。

上から２番目がオープンゲインのグループで縦軸は２の方だが、低域で７０ｄＢ付近の水色が負荷３ｋΩの場合、ピンクが負荷３００Ωの場合、少し下がって低域で４７ｄＢ付近の黄色が３０Ωの場合だ。オープンゲインの高域カットオフ周波数は負荷３０Ωの場合２１ｋＨｚ程度、３００Ωの場合４ｋＨｚ程度、負荷３ｋΩの場合２ｋＨｚ程度である。

次の上から３番目がループゲインのグループで、紫が負荷３ｋΩの場合、青が負荷３００Ωの場合、やや下がって低域で２６ｄＢ付近の赤が負荷３０Ωの場合である。ループゲイン≒ＮＦＢ量なので、このヘッドフォンアンプでは負荷３０Ωの場合で２６ｄＢ程度のＮＦＢ量、負荷３００Ωの場合で４２ｄＢ程度の低域ＮＦＢ量が確保されているということになる。また、ループゲインが０ｄＢに沈むポイントはどの負荷の場合でも５００ｋＨｚ程度でそのポイントにおけるループゲインの位相遅れは−９５°程度と位相余裕は十分であり、上の１００ｋＨｚ方形波応答の状況も宜なるかなと頷ける結果だ。

最後の一番下がクローズドゲインであるが、黄色で３つの場合とも低域で２０ｄＢ付近で三本が重なっている。これを見ると高域のカットオフ周波数ｆｃは５００〜６００ｋＨｚ付近と、上で見た方形波応答からの結果とは異なる結果なのだが、実はシミュレーションの方はモデルパラメーターの設定でこの辺は如何様にでも変わってしまうところだ。実機の方形波応答から勘案すれば、ループゲインが０ｄＢに沈むポイントは１ＭＨｚ付近だろう。シミュレーションの方もそうなるようにパラメーターを設定する必要がありそうだ。

すなわち、私のシミュレーションは所詮妖しきシミュレーションなので、もともとその結果はマクロで大局的な視点で観る必要がある。ということなのだ。（＾＾；

で、シミュレーションで負荷＝ｒｖａｌ＝３０Ω、３００Ω、３ｋΩの場合の方形波応答を描かせてみると・・・、

現実の方形波応答写真の結果と似たような結果になったわなぁ・・・。（＾＾）

では、と、ついでに耐容量負荷性能をシミュレーターはどう計算するかと、計算させてみる。（＾＾）

負荷にパラに１０，０００ｐＦ＝０．０１uＦを繋いで、ｒｖａｌ＝３０Ω、３００Ω、３ｋΩの場合のパラメトリックシミュレーション。

オーバーシュート、アンダーシュートが生じることもなく、立ち上がりは０．１ｕＦの充電のためにやや遅れるのだが、ほとんどそのＣがない場合と変わらない程度だ。

ヘッドフォンという比較的低インピーダンスの負荷を対象に設計したことがこのような項目では生きた訳だ。（＾＾）

さて、問題はその音だが・・・・・・

とっても良いのではないでしょうか。（＾＾）

な〜んて。（＾＾；

（おまけ）


１０月も末、黄昏の裏山を散歩する。

	我が裏山にも黄昏の秋色が濃く漂いはじめた 裏山のあちこちにはすすき だが、里山はまだまだ緑が色濃い とは言え、木々は確実に紅葉し、道は落ち葉で心地よい 黄昏の裏山 光が時を惜しむように散らばって色を残さんとす が、遠くで太陽は彼方の奥山に吸い込まれ、まもなく漆黒の闇 ああ、この美しい世界にあること 感謝しても尽きない

（２００６年１０月２９日）

（その後　６）


近頃世間ではヘッドフォン＆イヤフォンがかなり盛況のようだ。Ｉｐｏｄで携帯オーディオ文化がすっかり拡大、定着したが故か？どうかは知ったことではないのだが（＾＾；、そのような中ついにK先生までヘッドフォンアンプを発表されるに至った。

わたくし的には、ヘッドフォンについては今のところＳＴＡＸのイヤースピーカーの方に興味を奪われているし、携帯オーディオにさほどの必要性を感じている訳でもないので、Ｋ先生の今回のＮｏ−２０４についても、その設計方針が録音現場でのモニター用途として持ち運び重視のものであることもあり、すぐ追試しようかという気持ちではない。

が、やはりそれなりの刺激を受けてしまったことは疑いもなく、また、ＳＴＡＸのイヤースピーカー用のドライブアンプ製作 も一段落したこともあり、ある日、我がヘッドフォンアンプにも多少手を付けてみようか、という気になったのであった。

で、その結果、こうなった。

ケースとトランスは従前のもののキャリーオーバーであり、ヘッドフォンアンプ本体も従前のものがそのまま収まってはいる。

が、整流回路及び安定化電源は総入替し、さらに、それでもスペースに空きがあるので、この際もう一組のヘッドフォンアンプを新規製作し、それを従来のヘッドフォンアンプとパラで動作させ、同時に２台のヘッドフォンを聴けるヘッドフォンアンプにしたのである。

２台分のヘッドフォン出力を有していても一つのアンプ出力から２台のヘッドフォンに出力を供給するのが通常であろうが、ここではアンプ自体を２セット用意して２台のヘッドフォンにそれぞれ出力を供給するものとしたのである。

のは、ヘッドフォンアンプのＡＢ比較を簡単にできるようにということである。であるから、電源の配線等に中継端子を使用し、アンプ部の交換が容易に出来るようにしたのだ。

そういう訳で、信号入出力にシールド線を使わずダイエイ２０芯を撚って起用したこともあり、内部は配線でごたごたした感じになってしまった。


さて、整流回路と安定化電源だが、ブリッジ整流は新たに３１ＤＦ２で組み、平滑コンデンサーはニッケミＫＭＨねじ端子型を、また、レギュレーターについてはＬＭ３１７による従前のものは廃用とし、いにしえのプッシュプルレギュレータをおごってみた。まぁ、レギュレータはなくても良いとは思うのだが、そうするとＴＫ−Ｐ１使用では電源電圧が±２７Ｖ前後と高すぎるものになるので、超高速Ｐ−Ｐレギュレータを使って悪いこともなかろうて。で、レギュレータの回路定数はＧＯＡ時代の±１７．５Ｖ用なのだが、基準電圧発生のツェナーダイオードに０５Ｚ６．２Ｌを使用したためだろう、仕上がりは±１９Ｖとなった。

ところで、このレギュレータには出力短絡に対する保護回路がない。ので、出力を誤ってショートさせると確実に制御トランジスタが昇天する。だから、過電流制御型の保護回路を組み入れるべきなのだが、ちょっとスペースがなくて省略してしまった。ので、細心の注意を払って使用する。

・で、新規追加製作のヘッドフォンアンプだが、 ・新たに製作するヘッドフォンアンプはどういうものにするかなぁ。。。と、つらつら考えた。 ・当然、Ｎｏ−２０４をモディファイしたものにしようかなぁ。。。とも思ったのだが、完全対称型は従前のヘッドフォンアンプが曲がりなりにも完全対称型だし。。。と思うと、どうせなら完全対称型とは対極にあるような形式のものを試してみてはどうかなぁ。。。という気持ちがふつふつと湧いてきたのだった。 ・結果、このような、Ｋ教徒にあるまじき（＾＾；、上下対称、２段目ＧＯＡ抵抗なしの、電流帰還型ヘッドフォンアンプになってしまったのだった。（爆） ・と言っても、回路的には世間的にどこにでもありそうな最も簡便な電流帰還型のヘッドフォンアンプである。
・電流帰還型であるから、初段はバッファである。ダイアモンド回路と言われるプッシュプルエミッタフォロアなどにした方が電流帰還型としての性能は良くなるが、シンプルを優先しコンプリＦＥＴによるプッシュプルソースフォロアとした。電流帰還アンプ理論的には初段はフォロアと解するようだが、それは反転入力側から見た場合で、非反転入力側から見ればこの場合ソース接地である。で、Ｋ２４６とＪ１０３のモデルのＩｄｓｓに差があるため、ソース抵抗が図のように異なって、これで初段の動作点を約２ｍＡに設定するとともに、出力オフセットを０Ｖに調整している。 ・２段目はワイドラー型カレントミラーで初段電流を検出、折り返す上下対称プッシュプル回路に、終段用のバイアス回路を組み込んだものである。電源電圧が十二分にあるのでエミッタ抵抗値を大きくし、カレントミラーの精度を高めるとともに、２段目の出力インピーダンスを高いものにしてある。 ・そして、終段はダーリントン接続コンプリメンタリープッシュプルエミッタフォロアである。 ・終段はまぁエミッタフォロアであるが、前段からは電流ドライブされるのでその動作はトランスインピーダンスであり、いわゆるエミッタ接地と同等、すなわち等価である。完全対称型の上側の動作に同じだ。完全対称型は上側がトランスインピーダンス動作のエミッタフォロア、下側がエミッタ接地であるわけだが、これは、上側も下側もトランスインピーダンス動作のエミッタフォロアとするものだ。したがって動作は完全対称型と本質的に違いはなく、結果、終段が電圧ゲインも電流ゲインも有するし、終段の負荷に応じてオープンゲインも増減する。当然所謂ＭＦＢ（モーショナルフィードバック）も掛かる。 ・また、終段が大きなゲイン（トランスインピーダンス）を有するため、初段、２段目には大きなゲイン（トランスアドミッタンス）は必要がない。ので、初段にはｇｍの小さいFETを起用し、２段目には大きなエミッタ抵抗を入れて電流折り返し機能に徹しさせて出力インピーダンスだけを高める。 ・と、まるで完全対称型と同じような設計になる。そういう意味では対極のアンプのつもりが実は似たようなアンプになってしまった。。。とも言えるだろう。（＾＾； ・ではあるが、世間的には、２段目上下が互いにアクティブロードで、かつ、終段プッシュプルエミッタフォロアの入力インピーダンスも高いので、２段目が高い電圧ゲインを有する。という説明になるだろう。 ・終段のアイドリング電流はバイアス回路のＱ９の抵抗値で調整し約１０ｍＡとしてある。 ・仕上がりゲインについては従前のヘッドフォンアンプと同様の１１倍に設定する。 ・それで各部の動作点は下図のようになる。 ・で、実際製作する前にＰＳｐｉｃｅ（評価版）でその動作を占っておく。
・出力の負荷＝Ｒ１３を３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、そして負荷オープン相当の３０ｋΩとパラメトリックに変化させた場合のゲイン−周波数特性である。 ・グラフの上がオープンゲインで、５７ｄＢの緑が負荷３７．５Ωの場合、６１．５ｄＢの赤が負荷７５Ωの場合、６４．５ｄＢの青が１５０Ωの場合、６７．５ｄＢの黄が負荷３００Ωの場合、そして７０．５ｄＢのピンクが負荷３０ｋΩの場合である。負荷には帰還回路の抵抗（６．８ｋΩ＋６８０Ω）がパラになるので負荷を大きくしてもオープンゲインの上昇は当然頭打ちになるのだが、負荷が大きくなるにつれ完全対称型と同様にオープンゲインもこのように大きくなる。 ・オープンゲインの大きさとしては従前の完全対称型ヘッドフォンアンプとほぼ同等だ。 ・クローズドゲインは、どの負荷の場合も帰還回路で設定した１１倍＝２０．８ｄＢである。 ・また、どの負荷の場合もクローズドゲインの高域には何のピークもなく、素直に減衰している。よってこの状態で位相補正は適切であり、別途の位相補償措置は必要ないということが分かる。高域特性に優れると言われる電流帰還型故か。
・次に、出力の負荷Ｒ１４＝３００Ωと固定し、帰還回路のＲ１１を３４０Ω、６８０Ω、１，３６０Ω、１３．６ｋΩとパラメトリックに変化させてその場合のゲイン−周波数特性を観る。
・上のオープンゲインのグラフについてはまぁこんなものだが、下のクローズドゲインのグラフがこの場合の観察ポイントである。 ・一番上のピンクがＲ１１＝３４０Ωの場合、水色がＲ１１＝６８０Ωの場合、橙色がＲ１１＝１，３６０Ωの場合、そして一番下の灰色がＲ１１＝１３．６ｋΩの場合だ。 ・その高域でのｆｃ（△３ｄＢポイント）が、ゲイン設定の上昇とともに低域に下降していくのだが、その下降の度合いが電圧帰還型に比較すると緩やかであるところに電流帰還型の特徴が出ている。理想的な電流帰還型であるとどの場合でもｆｃが一定でゲインが上昇してもｆｃの下降がないということになるのだが、この回路では初段バッファが理想的ではないのでこの程度になるのだろう。 ・が、灰色のグラフから、クローズドゲイン設定が１．５倍（３．５ｄＢ）の場合でもＮＦＢが安定であることが明らかである。この辺にやはり高域特性に優れると言われる電流帰還型の特徴が現れているのだろう。
・その辺は、方形波応答でも観じることが出来る。 ・負荷３００Ωで１０ｋＨｚ及び１００ｋＨｚの方形波応答を観る。入力は１Ｖｐ−ｐ。
・何の問題も観じられない素直な方形波応答波形だ。
１０ｋＨｚ	１００ｋＨｚ
・と、占い結果はなかなか良さ気である。（＾＾）
・ので、早速ジャンクボックスからあり合わせのパーツを見つくろって現物を製作する。
・回路はこう。 ・基本的にシミュレートした回路に同じだが、初段は２ＳＫ３０ＡＴＭ（ＧＲ）と２ＳＪ１０３（ＧＲ）のＩｄｓｓ≒３ｍＡのものを組み合わせた。ＰＳｐｉｃｅのモデルよりＩｄｓｓが小さいので、ソース抵抗も回路図の通り小さくなった。また、カレントミラーのダイオードはトランジスタのダイオード接続とした。
・早速方形波応答で動作が適切か否かを確認する。 ・写真は上から無負荷、負荷３００Ω、負荷６０Ωの場合の１０ｋＨｚ及び１００ｋＨｚ方形波応答。入力は無負荷及び負荷３００Ωの場合については１Ｖｐ−ｐであり、負荷６０Ωの場合は０．４Ｖｐ−ｐである。 ・どの写真も下の波形が入力波形、上の波形が出力波形。
１０ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
１０ｋＨｚ　負荷３００Ω　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１００ｋＨｚ　負荷３００Ω　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
１０ｋＨｚ　負荷６０Ω　下：０．２Ｖ／div　上：２V／div	１００ｋＨｚ　負荷６０Ω　下：０．２Ｖ／div　上：２V／div
・どの場合もシミュレーターが示したものと同様に非常に素直な方形波応答である。 ・ので、実機においても別途の位相補償措置は不要ということが明らか。 ・良さ気だ。
・なので、早速音を聴いてみる。ヘッドフォンは１０年選手のセンハイザーＨＤ６００である。 ・ありゃ？。。。 ・音いいわ。（爆）（＾＾； ・一言で言えばクリアで正確。すなわち、滲みや歪み感が極小で透明度が高い。その意味ではＳＴＡＸのイヤースピーカーに近い分解能だし、従前の完全対称型ヘッドフォンアンプ同様にエナジーに富み、結果なかなかの実存感だ。とても正負非対称歪みやＤＣ歪みが大量に発生しているとは感じられない。（＾＾； ・ので、従前のヘッドフォンアンプとのＡＢ比較によっても、当面このまま存続させることにしたのだった。（＾＾）
・が、時空を超えた新単行本において差動対称アンプについて子曰く ・“回路図上では一見対称に見えるが、動作はとんでもない非対称で、正負非対称歪みやＤＣ歪みが大量に発生する” ・は、やはり気になる。 ・ので、この上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプの場合はどうなのか、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）シミュレーターでちょっと占ってみる。 ・その方法だが、とりあえず、この回路の入力から上側の出力トランジスタＱ４のエミッタ出力までのオープンゲインでのトランスアドミッタンス（要するにｇｍ）、同じく下側の出力トランジスタＱ６のエミッタ出力までのオープンゲインでのトランスアアドミッタンス、そして入力からアンプ出力までのトータルトランスアドミッタンスをグラフ化し、それによりこの回路の上下の動作の非対称らしさを観じてみよう。
・結果がこれである。 ・オープンゲインでのトランスアドミッタンスの計算式はグラフ下の凡例のとおりだが、こうしてみると上側Ｑ４（２ＳＣ９５９）のエミッタ出力（青）も下側のＱ６（２ＳＡ６０６）のエミッタ出力（黄）もアンプ入力に対して低域で４Ｓ弱のトランスアドミッタンスとなっており、アンプ出力（ピンク）ではこれらがＰ−Ｐ合成されるため２倍（＋６ｄＢ）の８Ｓ弱のトータルトランスアドミッタンスとなっていることが分かる。 ・そして、肝心の上下の対称性なのだが、２ＭＨｚ超の領域を除けば良く線が重なっており、動作はかなり対称であることが示されているような気がするなぁ。。。（＾＾；
・そんなことはこのアンプの結果だけでは判断できないだろう。 ・という意見もそのとおりなので、この際、Ｎｏ−２０４（もどき）の完全対称型ヘッドフォンアンプについても同様にＰＳｐｉｃｅ（評価版）シミュレーターで占ってみる。
・結果がこれ。 ・ありゃ。。。上の上下対称型より対称性が良くないような気が。。。（＾＾；； ・しかも１００ｋＨｚ以上で終段トランジスタ出力のトランスアドミッタンスの減衰がアンプ出力のトランスアドミッタンスより弱まり、さらに事実とすればちと問題ということになると思うのだが、１ＭＨｚ以上ではアンプ出力のトランスアドミッタンスよりそれぞれの終段トランジスタ出力のトランスアドミッタンスの方が大きくなってしまっている。
・とまぁ、当たるも八卦の占いなので、この完全対称型の方の結果についてのこれ以上の考察は置いておくとして。。。
・今回製作した上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ。かなり、まんざらでもないよう。（＾＾）

（２００９年１０月６日）

（その後　７）

・上で新たに作ってみた上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ。これがなかなかに良い音を出す。 ・ので、それが奏でる音楽に聴き惚れているうちに、もう一台、完全対称型の電圧帰還型ヘッドフォンアンプが出来てしまったのだった。（爆）（＾＾；
・その回路はこう。
・初段と終段を挟んで、２段目は上下の定電流回路からなり、初段がいわゆるＡＯＣのように２段目上側定電流回路の電流をそのエミッタ側から抜き取ることにより情報を伝達する。 ・と言うことになるが、要するに２段目上側は所謂フォールデットカスコード回路である。 ・Ｋ式では２段目はエミッタ接地（カレントミラーもその一種）であり、フォールデットカスコード回路が起用されたことはかつて一度もない。のだが、２段目がエミッタ接地であると、終段完全対称型の場合ここに左右非対称のミラー効果が生じてしまう。ので、この際、ベース接地であって、そもそもミラー効果が生じることのないフォールデットカスコード回路を起用してみることにしたのである。 ・が、ここをフォールデットカスコードにすると、エミッタ接地なら最大ｈｆｅまでゲインを獲得・調整できるところ、そのゲインは１倍である。従って、その分初段と終段とで所要のゲインを稼がなければならない。 ・どれぐらい稼げばいいのか？　だが、例えばＮｏ−２０４では初段２ＳＫ２４６でそのｇｍ≒２.５ｍＳ、２段目で電流ゲイン１０倍程度に設定されているので、２段目まででそのゲイン、すなわちトランスアドミッタンス（Ｖ/Ｉ変換率）は約２５ｍＳだ。もし、それだけのゲインを初段だけで稼ぐとなると当然だが初段には高感度ＦＥＴを起用しなければならない。のだが、幸いにも今のところ東芝セミコンダクターに候補となる横型ＦＥＴが現行品で残っている。今や奇跡のようだ。だから、この際これらがディスコンにならないことを祈って、そのいずれかを起用して初段でゲインを稼ぐことにした。 品名 gm(Id=2mA) Ciss Crss 2SK117 10mS 13pF 3pF 2SK170 20mS 30pF 6pF 2SK369 25mS 75pF 15pF ・Ｋ式でも定番の２ＳＫ１１７はこの場合ちょっとｇｍが足りない。ｇｍ的には２ＳＫ１４７の末裔と思われる２ＳＫ３６９がぴったりである。が、Ｃｉｓｓ、Ｃｒｓｓが２ＳＫ１４７と同数値でちょっと大きい。ので、この際、それらが半分以下でありながらｇｍは５分の４の２ＳＫ１７０を採用することにした。のは、この程度のｇｍの差だとオフセット調整用のソース抵抗が入ってさらにｇｍの差が縮まることもあって、オープンゲインへの影響は△１．５ｄＢ程度にしかならないということもある。 ・終段はＮｏ−２０４とほぼ同等の完全対称型である。が、ダーリントン前段の２ＳＣ１７７５Ａのベース-出力（マイナス電源）間の抵抗についてはＮｏ−２０４の１．２ｋΩに対して２．２ｋΩにした。のは、終段のゲイン、すなわちトランスインピーダンス（Ｉ/Ｖ変換率）を少し大きくするためである。ちなみに、終段のトランスインピーダンスはこの抵抗を大きくするほどに大きくなり、この抵抗を取り払った時に最大になる。 ・が、そういったことをするためには２段目下側に定電流回路が要る。ので、２段目に定電流回路を入れている訳だが、そうすると通常は２段目のマイナス側用に終段のマイナス電圧より絶対値の大きい負電源をもう一つ用意する必要が生じる。のだが、トランスがＴＫ−Ｐ１では別途用意のしようがない。ので、ＨＺ６Ｃ２にその役割を担ってもらうことにした。まぁ、これで普通の音量でヘッドフォンを聴く分には何も問題はない。が、ヘッドフォン相当の抵抗値の低いダミーロードなどをつないでこの電源電圧で可能な最大出力を出したりしてはいけない。 ・終段２ＳＣ１７７５Ａのベース-コレクタ間の２０ｐＦは勿論位相補償である。この場合位相補償は上下対称にこの部分だけでワイドラー型で完結し、分かりやすく面倒がない。
・で、早速方形波応答で動作が適切か否かを確認する。 ・写真は上から無負荷、負荷３００Ω、負荷６０Ωの場合の１０ｋＨｚ及び１００ｋＨｚ方形波応答。入力は無負荷及び負荷３００Ωの場合については１Ｖｐ−ｐであり、負荷６０Ωの場合は０．４Ｖｐ−ｐである。 ・どの写真も下の波形が入力波形、上の波形が出力波形。
１０ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
１０ｋＨｚ　負荷３００Ω　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div	１００ｋＨｚ　負荷３００Ω　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
１０ｋＨｚ　負荷６０Ω　下：０．２Ｖ／div　上：２V／div	１００ｋＨｚ　負荷６０Ω　下：０．２Ｖ／div　上：２V／div
・どの場合も非常に素直な方形波応答であり、位相補償措置が適切であることが明らか。 ・良さ気だ。（＾＾） ・また、１００ｋＨｚ方形波応答波形から、上の上下対称電流帰還型よりこちらの方が仕上がりの高域カットオフ周波数がより高域に伸びていることが分かる。数ＭＨｚには達しているだろう。
・早速従前の完全対称型ヘッドフォンアンプの場所にこの新たな完全対称型電圧帰還型ヘッドフォンアンプを組み込んでその音を聴いてみる。ヘッドフォンは１０年選手で１０年前のゼンハイザーのフラッグシップ、ＨＤ６００である。 ・余計なことだが、最近ゼンハイザーの新フラッグシップＨＤ８００とウルトラゾーンのｅｄｉｔｉｏｎ８を聴く機会があった。 ・どちらも素晴らしい音がするものだった。値段が１０万円安ければ衝動買いしていたかもしれない。。。が、当然しなかった。（爆）（＾＾；　これらに対して近くで鳴っていた数百万円は下らないと思われる超ド級スピーカーシステムの音がどれもタコなのには笑ってしまった。 ・まぁ、スピーカーは部屋などの伝送空間の影響が大きいということなのだが。 ・さらにその際ついでにＨＤ２５−１�Uも聴いてみた。が、わたくし的にはあまりぴんと来なかった。別に音が悪いというのではないが、実にプラスチッキ−で何でこんなプライスなのかと。軽いのが取り柄なのかな？（＾＾；
・と、まぁ、どうでも良いことは置いておいて、早速その音を聴いてみる。。。 ・１０年前のフラッグシップＨＤ６００、どこもＨＤ８００に負けない良い音だわ。（爆）（＾＾； ・今回、かなり勝手なことをしたので、音を聴くまで大丈夫かなと多少は思っていたのだが、聴いてみれば生き生きと躍動するいつもの音だ。しかも滲みや歪み感が極小で透明度が高くＳＴＡＸのイヤースピーカーに近い分解能や優れたトランジュント特性を感じる。のは上下対称電流帰還型に同じだが、どうもこの辺は超高速プッシュプルレギュレーターの効果のような気がする。が、どうだろう。 ・結論としては、いずれのヘッドフォンアンプも波多野睦美の美しい日本の歌の情感を涙が出るほどに伝えてくる。 ・ので、我がヘッドフォンアンプは、当面上下対称電流帰還型とこの新しい完全対称電圧帰還型でいこうかな。（＾＾）

・さて、一応この新たに製作した完全対称型ヘッドフォンアンプについてもＰＳｐｉｃｅ（評価版）でその動作を占っておこう。
・この場合の各部の動作点はこう。終段の動作点は１０ｍＡ程度。
・まず、出力の負荷＝Ｒ１４を３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、そして負荷オープン相当の３０ｋΩとパラメトリックに変化させた場合のゲイン−周波数特性。 ・の結果が下のグラフだが、上がオープンゲインで、４０ｄＢの緑が負荷３７．５Ωの場合、４６ｄＢの赤が負荷７５Ωの場合、５２ｄＢ弱の青が１５０Ωの場合、５８ｄＢ弱の黄が負荷３００Ωの場合、そして７６ｄＢ弱のピンクが負荷３０ｋΩの場合である。負荷３０ｋΩの場合まで、負荷抵抗値に比例してオープンゲインが増加しているのはさすがである。 ・オープンゲインの大きさとしては従前の完全対称型ヘッドフォンアンプより少し小さい。また、クローズドゲインは、どの負荷の場合も帰還回路で設定した１１倍＝２０．８ｄＢ。
・次に、負荷３００Ωでの１０ｋＨｚ及び１００ｋＨｚの方形波応答。入力は１Ｖｐ−ｐ。 ・このクローズドゲインの周波数特性からすると、何の問題もない素直な方形波応答になるものと思われるがどうか。
・やはり何の問題も観じられない素直な方形波応答波形だ。そして上の実機の方形波応答にそっくりである。
１０ｋＨｚ	１００ｋＨｚ
・と、占い結果でも新しい完全対称電圧帰還型ヘッドアンプは良さ気。（＾＾）
・ところで、この新しい完全対称電圧帰還型ヘッドアンプのゲイン−周波数特性と、上の上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプのゲイン−周波数特性とを比べてみると、やはり負荷とオープンゲインの比例関係は完全対称型の方がずっと良くて理想的だ。 ・したがって、上の方で新しい上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプの動作は完全対称型と本質的に違いはないと言ったのは間違いではないか。という意見もあるかもしれないので、ちょっと余計なシミュレーションをする。 ・結論としては、それは初段と終段のゲイン設定の違いによるものである。すなわち上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプの方は終段のゲイン＝トランスインピーダンス（エミッタフォロアなのでトランスインピーダンス＝入力インピーダンス）が高いので、無限大ではない２段目の出力インピーダンスが無視できず、結果、負荷とオープンゲインの比例関係の理想からの乖離が大きくなる。これに対して、新しい完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプの方は終段のゲイン＝トランスインピーダンスが低いので、２段目の出力インピーダンスが相対的に無視できるほど高く、結果、負荷とオープンゲインの比例関係がより理想的になる。 　　　　 初段のゲイン 終段のゲイン 上の上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ 低 高 新しい完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプ 高 低 ・ということは、このような、設定が逆のものを拵えてみれば一目瞭然になる。 　　 初段のゲイン 終段のゲイン 上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ 高 低 完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプ 低 高
・最初に初段のゲインが高く、終段のゲインが低い上下対称電流帰還型。 ・初段にｇｍの大きいＦＥＴを起用し、終段のダーリントン前段の２ＳＣ１７７５Ａと２ＳＡ８７２Ａのベース−出力間に完全対称型同様の抵抗を繋ぐ。
・動作点はこう。
・これまでと同様に、出力の負荷＝Ｒ１４を３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、そして負荷オープン相当の３０ｋΩとパラメトリックに変化させた場合のゲイン−周波数特性だが、グラフ上の方がオープンゲインで、４２ｄＢの緑が負荷３７．５Ωの場合、４８ｄＢの赤が負荷７５Ωの場合、５４ｄＢの青が１５０Ωの場合、６０ｄＢの黄が負荷３００Ωの場合、そして７８ｄＢのピンクが負荷３０ｋΩの場合である。負荷３０ｋΩの場合まで、負荷抵抗値に比例してオープンゲインが増加しているのは、完全対称型の場合とすっかり同じになった。 ・ただし、下のクローズドゲインの方は、負荷によって帰還回路で設定した１１倍＝２０．８ｄＢからかなり乖離する。のは、初段バッファが電流帰還型としては理想的でないためなのだが、これではちょっと問題のレベルだ。
・次に初段のゲインが低く、終段のゲインが高い完全対称電圧帰還型。 ・初段にｇｍの小さいＦＥＴを起用し、終段のダーリントン前段の２ＳＣ１７７５Ａのベース−出力（マイナス電源）間の抵抗を取り去る。
・動作点はこう。
・これも同様に出力の負荷＝Ｒ１４を３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、そして負荷オープン相当の３０ｋΩとパラメトリックに変化させた場合のゲイン−周波数特性だが、グラフ上の方がオープンゲインで、６２ｄＢ弱の緑が負荷３７．５Ωの場合、６６ｄＢの赤が負荷７５Ωの場合、７０ｄＢの青が１５０Ωの場合、７２ｄＢの黄が負荷３００Ωの場合、そして７６ｄＢ弱のピンクが負荷３０ｋΩの場合である。 ・と、製作した上下対称電流帰還型の場合と殆ど同じ結果である。 ・こちらは、クローズドゲインが負荷によって帰還回路で設定した１１倍＝２０．８ｄＢから乖離するということにはならない。 ・が、この回路はシミュレーションでは動作可能だが、実機として組むのはかなり困難ではないかなぁ。完全対称型の弱点であるバイアスの安定性（アイドリング電流の安定性）確保が図られる保証がない。
・この結果、２台のヘッドフォンアンプが残って実機となった。という訳だ。
・最後に、この回路の入力から上側の出力トランジスタＱ５のエミッタ出力までのオープンゲインでのトランスアドミッタンス、同じく下側の出力トランジスタＱ６のコレクタ出力までのオープンゲインでのトランスアアドミッタンス、そして入力からアンプ出力までのトータルトランスアドミッタンスをグラフ化し、それによりこの回路の上下の動作の非対称らしさを観じておく。 ・まぁ、これに本当に意味があるかどうかは、まだ分からないのだが。（＾＾；
・その結果がこれだが、やはり、１ＭＨｚ以上でアンプ出力のトランスアドミッタンス（ピンク）より、それぞれの終段トランジスタ出力のトランスアドミッタンス（青及び黄）の方が大きくなってしまっている。 ・これは、単純に考えれば、負荷に流れるべき終段上下の電流が負荷に流れずに上下トランジスタを貫通するという意味に取れるのだが、どうだろう。

（２００９年１０月１７日）

（その後　８）

・DCアンプ試聴会のDC録音再生デモ用音源の入手に際して一緒に入手することとなった“パリャーソ”というグループによる“風に吹かれて”。 ・続木力（ハーモニカ）、谷川賢作（ピアノ・ピアニカ・口笛・うた）によるシンプルなデュオだが、いやはや、世の中にはこういう音の良いＣＤも出ているのだなぁ。。。と今頃になってようやく知ったのが、例の“ＩＮＴＥＲＢＥＩＮＧ”の“ＩＫＥＴＡＮＧ　１５ｔｈ　Ａｎｎｉｖｅｒｓａｒｙ”と、この“風に吹かれて（Ｂｌｏｗｉｎ’ ｉｎ Ｔｈｅ ｗｉｎｄ）”。 ・こちらは、録音とマスタリングは五島昭彦氏であり、マイクはセンハイザーのＭＫＥ２Ｇｏｌｄ、レコーダーはPCM-D1とのことだが、これが実に生々しい。シンプルなサウンドだが、生音の圧倒的な情報量とほとばしるエネルギー感、そして自然な空間感で、聴くのがとっても嬉しくなる。 ・風に吹かれて（Ｂｌｏｗｉｎ’ ｉｎ Ｔｈｅ ｗｉｎｄ）は勿論Ｂｏｂ　ＤＹＬＡＮ。と聞いて懐かしくももの悲しい団塊の年代の人は、さらに“鉄腕アトム”（谷川俊太郎作詞）に泣けてしまうかもしれない。（＾＾； ・８曲目、谷川俊太郎詩の“じゃあね”を、ご子息が歌うのだが、確かにこれを子供たちが合唱するのを聴いたらおじさんは思わず涙を落としてしまうだろう。

・その“じゃあね”のボーカルについて、「やはり機械を通った音だなぁと感じられるのが残念。人の声は聞き慣れているので違和感を感じやすいのかなぁ。。。」と分を弁えず言ってしまった（＾＾；ところ、五島さん、「じゃぁ、これならどうだい。」というわけでやってきたのがこれ。 ・見田諭（ギター）、佐野岳彦（ハーモニカとうた）による“ｍｉｔａｔａｋｅ”というグループの“あそびかたのちゅうい”というＣＤ。 ・これもシークレットトラックを除いては録音、マスタリングとも五島昭彦氏であり、マイクはセンハイザーのＭＫＥ２Ｇｏｌｄ、レコーダーはPCM-D1。であるが、ワンポイント収録で、リバーブも一切かけていないとのこと。 ・。。。凄いね。（爆）　さらに自然さが際だっている。　 ・これだけのものが録れるなら、ＤＣマイク、ＤＣ録音である必要はどこにあるのだろう？と思ってしまう。。。（＾＾； ・楽曲や演奏も素晴らしく、その上で、何も足さず、何も引かずというのはこういうものだということが分かる超優秀録音。いずれ、新型ＤＣマイク、ＤＣ録音でこういうＣＤを是非出して欲しいと思わずにいられない。

・と、こういうナチュラルな優秀録音を聴くにはスピーカーで演奏空間にワープするのが一番だが、ヘッドフォンで細密に聴くのもまたおつなものである。 ・で、我が上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプと完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプは、その後も快調に良い音を聴かせてくれている。 ・ところで、その後、微調整なのだが完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプの位相補償を２０ｐＦから１０ｐＦに減らしてある。
・ちょっと高域を伸ばしすぎになるかもしれないのだが、その辺ＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。 ・なお、今回からＣＱ ｃｏｎｎｅｃｔ で入手したデバイスモデルも使ってみる。
・最初にオープンゲイン（赤）、クローズドゲイン（緑）、そしてループゲイン（青）のゲイン＆位相−周波数特性。
・ループゲイン（青）が０ｄＢとなる利得交点周波数は４ＭＨｚ強であり、ちょっと高いのだが、クローズドゲイン（緑）の１ＭＨｚ以上の領域はピークも盛り上がりもなく素直に減衰しており、良さ気である。
・ので、方形波応答を観る。 ・左がＬＴＳｐｉｃｅの占い波形、右が実機の方形波応答波形である。実機の方は２現象の下が入力波形で上が出力波形。入力は±０．５Ｖｐ−ｐ。
１００ｋＨｚ	１００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
５００ｋＨｚ	５００ｋＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
１ＭＨｚ	１ＭＨｚ　無負荷　下：０．５Ｖ／div　上：５V／div
・ＬＴＳｐｉｃｅの占い波形では方形波の立ち上がり、立ち下がりに僅かながら盛り上がりがあり、これは位相補償を多少増やすことによって消えるのだが、実機の方の方形波応答ではそのような盛り上がりはなく、これで最適な位相補償状態であることが分かる。 ・ので、これで行くことにしたのだ。（＾＾）
・ところで、ＬＴＳｐｉｃｅにも当然ＦＦＴ機能がある。 ・この際、参考までに１ｋＨｚ正弦波入力に対する出力正弦波のＦＦＴを占ってみる。なお、負荷は３００Ωである。
・先ずは入力±１Ｖｐ−ｐ。すなわち出力は±１１Ｖｐ−ｐと殆ど最大出力時である。 ・最も多いのが３次高調波で基本波に対して−７０ｄＢ程度、次が２次と５次高調波で−９０ｄＢ程度だから、歪率としては０．１％未満と想定されるが、ＬＴＳｐｉｃｅの占い結果は、 ・Total Harmonic Distortion: 0.047647%。
・次に入力レベルを±０．１２８６Ｖｐ−ｐとして出力±１．４１４Ｖｐ−ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）時のＦＦＴ。 ・高調波は２次と３次のみになった。そのレベルも−１００ｄＢ以下なので、歪率はＬＴＳｐｉｃｅが占うには ・Total Harmonic Distortion: 0.000509%。 ・まぁ、アマチュアレベルでは測定限界以下。
・次に入力レベルは同じく±０．１２８６Ｖｐ−ｐ、出力±１．４１４Ｖｐ−ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）として、負荷が１／１０の３０Ωの場合のＦＦＴ。 ・アンプにとっては負荷が１０倍に重くなって、歪率は一気に増加する。 ・Total Harmonic Distortion: 0.473164%
・であれば、この際、上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプについても同様に１ｋＨｚ正弦波入力に対する出力正弦波のＦＦＴを占っておこう。こちらも負荷は３００Ωである。
・先ずは入力±１Ｖｐ−ｐ。すなわち出力は±１１Ｖｐ−ｐ。こちらも殆ど最大出力時である。 ・最も多いのが３次高調波で基本波に対して−７５ｄＢ程度で上の完全対称電圧帰還型よりレベルが低い。次が２次高調波でこちらは−８５ｄＢ程度で逆にレベルがやや高い。が、総合的にはこちらの方が歪みが少ないようだ。のは、オープンゲインがこちらの方が大きいから当然だろうか。 ・が、何故かこちらには基本波付近に変な歪みがまとわりついている。これの理由は分からない。（＾＾；
・次に入力レベルを十分の一の±０．１Ｖｐ−ｐとして出力±１．１Ｖｐ−ｐ時のＦＦＴ。 ・高調波は２次と３次のみになった。のは上の完全対称電圧帰還型と同じだがそのレベルはこちらの方が僅かに高い。 ・ということは、ＮＦＢ量が少ない完全対称型の方が低歪みということになる。と、この点からはやはり完全対称型の方が対称性に優れるということにはなる。
・が、どちらのヘッドフォンアンプもこれらの優秀録音ＣＤを素晴らしい音で聴かせてくれている。（＾＾）

（２００９年１１月２３日）

（その後　８の訂正）

・上の上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプのＦＦＴ結果で、基本波付近に変な歪みがまとわりついていた理由が分かった。単にパラメータの設定ミスだった。（＾＾；　 ・ので、やり直し。

・先ずは入力±１Ｖｐ−ｐ。すなわち出力は殆ど最大出力の±１１Ｖｐ−ｐ。負荷は３００Ω ・最も多いのが３次高調波で基本波に対して−７５ｄＢ程度、２次で−８５ｄＢ程度と、結果は完全対称電圧帰還型よりやや良い。ＬＴＳｐｉｃｅの占う歪率も、 ・Total Harmonic Distortion: 0.024211%。 ・と、約半分。

・次に入力レベルを±０．１２８６Ｖｐ−ｐとして出力±１．４１４Ｖｐ−ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）時のＦＦＴ。 ・高調波はやはり２次と３次のみになった。が、そのレベルは２次が基本波に対して−１００ｄＢ以下、三次が−１１０ｄＢ程度と２次高調波のレベルが大きい。歪率も ・Total Harmonic Distortion: 0.000735%。 ・と、同条件における完全対称電圧帰還型より多少悪いという結果だ。

・最後に、入力レベルは同じく±０．１２８６Ｖｐ−ｐ、出力±１．４１４Ｖｐ−ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）として、負荷が１／１０の３０Ωの場合のＦＦＴを観る。 ・アンプにとっては負荷が１０倍に重くなって、歪率は一気に増加する。のは、完全対称電圧帰還型の場合と同じだが、そのレベルはやや低そうであり、ＬＴＳｐｉｃｅの占い結果も ・Total Harmonic Distortion: 0.239100%。 ・と、同条件における完全対称電圧帰還型の約半分だ。 ・以上からすると、この場合上下対称電流帰還型の方が仕上がりで完全対称電圧帰還型より低歪みということになる。 ・が、それは同負荷におけるオープンゲイン、ひいてはＮＦＢ量が、上下対称電流帰還型の方が完全対称電圧帰還型より多いということによるものだろう。で、その点を勘案すれば、完全対称型の方が対称性に優れると言えないことはないかなぁ。。。（＾＾；

・ところで、この完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプも、終段アイドリング電流の安定性に関しては上下対称電流帰還型に比して格段に劣っている。いや、それを補償できないことはないのだが、比較的に簡単ではない。で、これらは完全対称型に共通する弱点の一つである。 ・このデメリットを甘受しても採用すべき完全対称型のメリットは、まさしく文字通りの動作の“完全対称性”であるわけだが。。。（＾＾；

（２００９年１１月２４日）

（その後　９　Ｐｏｗｅｒ　ＩＶＣ　ｆｏｒ　Ｈｅａｄｐｈｏｎｅ）

・我がシステムはすっかり電流伝送に移行してしまっている。 ・が、唯一、ヘッドフォンアンプだけが取り残されている。 ・しかるに、先生の電流入力ヘッドフォンアンプがなかなか発表されない。 ・やはり、自分でバンバンするしかないか。（爆） ・ということで、こう。 ・先生もＮｏ−２１８のヘッドフォンアンプでは遂に禁断の上下対称コンプリメンタリーを使っておられるから、先生の電流入力ヘッドフォンアンプもこんな感じかも？ ・いや、もっとシンプル？ ・かもだが、この程度の方がアイドリング調整も楽だしアイドリングも安定なのでこう。

・電流伝送プリアンプから１ｍＡの電流入力があった場合の出力電圧―周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅで占う。 ・出力にはヘッドフォンを想定した３０Ωの抵抗をつなぎ、ＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３を１Ω、１０Ω、１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩとするパラメトリック解析。

・下から順にＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３が１Ω、１０Ω、１００Ω、１ｋΩ、１０ｋΩの場合だが、全く理論通りで、何も言うことのない特性となっている。 ・この場合の１００ｋＨｚ方形波応答を観る。 ・先ずはＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３が１０Ωの場合。

・上の周波数特性でＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３が１０Ωの場合は１ＭＨｚ以上でゲインが盛り上がっている影響で１００ＫＨｚ方形波応答にはプリシュート等が生じているが、発振する訳ではないので問題はない。

・次に、ＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３が１００Ω、１ｋΩ、２ｋΩの場合をパラメトリックに観る。

・結果、出力電圧が小さい順にＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３が１００Ω、１ｋΩ、２ｋΩの場合だが、プリシュートはあるものの、特に問題のない応答である。良いのではないかな。

・次に、１ｋＨｚ正弦波入力に対する出力正弦波のＦＦＴを占う。 ・先ずはＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３を１１ｋΩとして出力電圧を１１Ｖとした場合で、負荷が３００Ωの場合。

・最も多いのが３次高調波で基本波に対して−７５ｄＢ程度、２次で−８５ｄＢ程度。 ・ＬＴＳｐｉｃｅの占う歪率は、 ・Total Harmonic Distortion: 0.025069%。

・次にＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗のＲ１３を１．４１４ｋΩとして出力電圧＝±１．４１４Ｖｐ−ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）時のＦＦＴ。負荷は同じく３００Ω。 ・高調波は２次と３次のみになった。そのレベルは２次が基本波に対して−１１５ｄＢ以下、三次が−１２０ｄＢ以下となった。歪率は ・Total Harmonic Distortion: 0.000163%。 ・と、非常に良好。

・最後に、出力電圧＝±１．４１４Ｖｐ−ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）のまま、負荷を１／１０の３０Ωにした場合のＦＦＴ。 ・負荷が１０倍に重くなって、歪率は一気に増加するが、 ・Total Harmonic Distortion: 0.045816%。 ・と、そんなに悪くはない。

・と、いう訳で、早速実機を拵える。 ・回路はこう。

・帰還回路は１０ＫΩ程度のボリュームを用いれば良いのだが、既存のパーツを極力流用した関係上こうなった。 ・で、あっという間に、基板も出来てケースに収まった。 ・のは、上の上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプをちょっと改造しただけのことなので当たり前。（爆）

・早速電流伝送方式 ＵＳＢ ＤＡＣと繋いで試聴タイム。

・な〜んと。 ・こんな音が出るのか。 ・もっと早くやればよかった。

（２０１２年１０月１日）