BATTERY DRIVE

MOS-FET POWER AMP（ＧＯＡ＆不完全対称）をＳｔｕｄｙする

・時来たれり。 ・故に、10年前に作った右のオールＦＥＴ　ＧＯＡパワーアンプが改変の仕儀となった。 ・こんな感じだったものを、
・こんな感じに。 ・殆ど変わっていない。（爆） ・が、電源電圧を±１５Ｖに変更し、それに合わせて定電流回路等のツェナーダイオードに流す電流を規定する抵抗の抵抗値を調整し、２段目差動アンプのカスコード回路の固定電圧を必要最低限とし、４電源仕様から２電源仕様に変更し、あわせてこの際クローズドゲイン設定を最近製作した我が元祖電池式完全対称型やバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプと同じ２２倍に上げた。 ・要すればリチウムイオンバッテリー電源仕様にして、リチウムイオンで聴こう。という趣旨。
・まぁ、どちらにしても回路的にはＭＪ１９９２年１２月号のＮｏ−１３７、オールＦＥＴ 3cHパワーアンプにごく近いＧＯＡパワーアンプである。 ・で、この状態における利得＆位相−周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅで観ておく。 ・負荷のＲ１８＝４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、５０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合のパラメトリック解析。
・GOAであるから、オープンゲイン（赤）は負荷にかかわらず低域で１０ｋHz付近までほぼ一定で、５３ｄB±２ｄB程度である。 ・クローズドゲイン（緑）は帰還回路で設定した通りで２６．７ｄB（＝約２２倍）。したがってループゲイン（青）は負荷にかかわらず低域で１０ｋHz付近までほぼ一定で、２７ｄB±２ｄB程度。 ・と、他には特に言うべきことはないが、利得交点周波数が４００ｋHｚ〜５００ｋHz程度と、存外に低いのが意外なところではある。
・２段目G-D間の位相補正Cは、方形波応答等から従前の１０ｐFを２０ｐＦに変えた。 ・その観察が下の写真等だが、順に上から、位相補正Cが１０ｐF、２０ｐF、そして３９ｐFの場合で、左が１０ｋHz方形波応答で右が１００ｋHz方形波応答。 ・写真は２現象で下が入力波形で上が出力応答波形。この場合、全て無負荷である。 ・写真下にあるのは、LTSpiceの占う同条件での方形波応答波形。 ・これらを観ると、LTＳｐｉｃｅの占うところでは位相補正には３９ｐＦが必要という結果なのだが、実機の方形波応答では２０ｐＦが最適との結果であり、音を聴いても２０ｐＦで音が最も自然な感じがする（＾＾；ので２０ｐＦに決定したもの。
１０ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ ２０ｕＳ／div　下０．２V／div　上５V／div	１００ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ ２ｕＳ／div　下０．２V／div　上５V／div
・１０ｋＨｚ方形波応答写真では見にくいが、ＬＴＳｐｉｃｅの占うとおり方形波の立ち上がり、立ち下がりにオーバーシュートと僅かなリンギングが出ている。それは１００ｋＨｚ方形波応答で明確になっている。
１０ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ ２０ｕＳ／div　下０．２V／div　上５V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ ２ｕＳ／div　下０．２V／div　上５V／div
・ＬＴＳｐｉｃｅの占い波形ではこの場合もまだオーバーシュートが出るが、実機の方の方形波応答は最適だ。モデルパラメータ等が妖しいものだからこの辺はやむを得ない。（爆）（＾＾；
１０ｋＨｚ　位相補正３９ｐＦ ２０ｕＳ／div　下０．２V／div　上５V／div	１００ｋＨｚ　位相補正３９ｐＦ ２ｕＳ／div　下０．２V／div　上５V／div
・ＬＴＳｐｉｃｅの占いではこれでようやくオーバーシュートが消滅する。
・と、動作には何も問題がない。 ・ので、早速この状態でリチウムイオンバッテリーを電源として音を聴いてみる。 ・ＴＡＤ２WAYマルチシステムで、それをドライブする我が元祖電池式完全対称型＆Ｎｏ−２０９もどき完全対称型とこのＭＯＳ−ＦＥＴ ＧＯＡパワーアンプを入れ替えてヒヤリングする。 ・う〜ん、良い音だわぃ。（＾＾） ・が、あまり良く違いが分からない。（爆） ・まぁ、駄耳のせいなのだろうけれど。。。（＾＾； ・ただ、ＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプは１台だけなので、２WAYマルチでは低域側か高域側にＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプを起用してのヒヤリングになる訳だが、そのＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプが担っていた帯域を元のトランジスタパワーアンプに戻すと、存外に“ありゃ鳴りっぷり？音色感？が揃った感じ。”という印象を受けるので、多少の違いはあるようだ。それはＭＯＳ−ＦＥＴの方が色で言えばコントラストがやや上がったような印象なのかもしれない。逆に言うと、用いているトランジスタが古いせいもあるだろうか、我が元祖電池式完全対称型とＮｏ−２０９もどき完全対称型の音がやや薄味？無個性？なのかも知れない。また、極低域について、ＴＲ式もこのＭＯＳ式も共に体の芯を揺すぶり家をも振るわすような極低音まで出してくるのだが、ＴＡＤ　ＴＬ−１６０１Ａをドライブする限りではＭＯＳ−ＦＥＴＧＯＡの方がより低域まで音程を保ってしっかり伸びている感じがする。 ・が、この程度の違いなら、わたくし的にはどちらでも良い。
・なので、このＧＯＡのままで行くこととにした。 ・と言うことで、最後にほぼ最大出力における方形波応答を観ておく。 ・１０ｋＨｚと１００ｋＨｚの方形波応答だが、入力が１Ｖｐ−ｐなので出力は２０Ｖｐ−ｐを超えており、電源電圧的にこれで殆ど最大出力である。限界最大出力は同じリチウムイオンバッテリ±１５Ｖを使用したＴＲパワーアンプたちに比べると僅かに小さいがほぼ同程度だ。したがって、私の環境では全く不足はない。
１０ｋＨｚ　無負荷　 ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　無負荷　 ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div
１０ｋＨｚ　負荷１０Ω ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　負荷１０Ω ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div
・観測環境の悪さもあってか１０Ω負荷時に入出力とも波形が乱れる。のは、我がＴＲ式不完全対称型やＮｏ−２０９もどき完全対称型に同じだが、それらとの比較では、１００ｋＨｚ方形波応答は無負荷時、１０Ω負荷時ともこのＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプが最も綺麗である。
・という結果を見て今ひとつＬＴＳｐｉｃｅで同条件における無負荷時の１００ＫＨｚ方形波を占ってみたくなった。 ・観たいのは出力応答波形ではなく、その際の終段ＭＯＳＦＥＴに流れるドレイン電流の変化である。 ・それが右下Ｉｄ（Ｍ１）とＩｄ（Ｍ２）であるが、驚いたことに異常電流が非常に少ない。無いと言っても良いぐらいだ。比較のためにＴＲ不完全対称型パワーアンプの場合も並べてあるが、両者の比較からそのことが明確だ。 ・シミュレーション占いの結果のみでものを言うのは軽率というものだが、もしこれが本当なら、ＴＲに対するＭＯＳの優位性の一つがこの辺に出ているのかも知れない。
・と、言うわけでしばらくＭＯＳ−ＦＥＴＧＯＡパワーアンプとして聴いていた。 ・のだが、ついつい「不完全対称型」にしたらどうだろうか、と思ってしまう。（＾＾； ・ので、やってみる。 ・そうするには、次のようにＧＯＡ抵抗のつなぎ先をアースから完全対称型同様に出力点に変えるだけ。 ・そうするとどうなるかはＴＲ式の不完全対称型パワーアンプで分かっているが、一応、負荷のＲ１８＝４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、５０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合のパラメトリック解析で、この状態における利得＆位相−周波数特性をＬＴＳｐｉｃｅで観ておく。
・その特性は、完全対称型同様にオープンゲイン（赤）が負荷に比例して増減する特性になる。 ・クローズドゲイン（緑）は当然一定なので、結果ループゲイン（青）（≒ＮＦＢ量）も負荷に比例して増減する。要するにＫ式で言うところの速度型モーショナルフィードバック（ＭＦＢ）が掛かる所以の特性である。 ・この場合オープンゲインはＲ１７で調整可能であるが、今回これを２．２ｋΩにしたのは、オープンゲインを最近作った私のＴＲ式不完全対称型パワーアンプや元祖電池式完全対称型パワーアンプに合わせるため。 ・結果、負荷８Ωの場合のオープンゲインは低域で６０ｄＢ程度と、ＧＯＡ形式の場合より７ｄＢ程度大きくなる。 ・この変更を加えても、高域の利得＆位相−周波数特性は初段ＦＥＴのｇｍと２段目差動アンプＧ−Ｄ間の位相補正コンデンサーの２者のみによって規定されるため、この場合でも３０ｋＨｚ程度以上の領域の特性には何の変化も生じない。ので、位相補正をいじる必要はない。
・という「不完全対称型」なのだが、その実態はそう大層なものではない。 ・アースに繋がっていたＧＯＡ抵抗がブートストラップ抵抗になっただけである。 ・ブートストラップと言えば、Ｋ式Ｎｏ−１が登場する頃の１９７０年代初頭の国産パワーアンプに良く使われていたらしい。それは、アンプ出力点から２段目電圧増幅段の抵抗負荷の中点に大容量のブートストラップコンデンサをつなぐものだが、この抵抗もそれと本質的に同じものである。 ・しかし、この場合終段はＭＯＳで入力インピーダンスはそもそもごく高いし、２段目も抵抗負荷ではなく出力インピーダンスの高いカレントミラー負荷なので、１９７０年初頭の国産パワーアンプで使用されていたらしいブートストラップと同様のものをこの回路で用いる意義は全くない。のだが、このようにＫ式で言うところの速度型モーショナルフィードバックが掛かるオープンゲイン特性が得られるという点で起用する。 ・その意味では同じものでも目的、用法が違うということである。 ・ちなみに完全対称型の終段上側の動作もこれと同様のブートストラップ型なので、これらが同じような特性を示すのは当然である。要すれば、これらのブートストラップ回路を電流ドライブするのが「完全対称型」であり、「不完全対称型」である。ということになる。 ・と、いうところをＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。
A　型
・このＡ型は、完全対称型終段の上側である。前段から５ｍＡの動作点電流が流れるとともに、正弦波信号が１０ｍＡｐ−ｐで加えられるという設定。 ・その結果は右の通り、利得≒１７ｄＢ、ｆｃ≒１．３ＭＨｚといった特性になっている。
B　型
・次にＢ型。こちらは完全対称型終段の下側である。設定はＡ型と全く同じで、ただ２ＳＫ１３４の負荷となるＲ２の位置がソース側からドレイン側に移っている。 ・で、その利得とその周波数は右の通りであるが、これも利得≒１７ｄＢ、ｆｃ≒１．３ＭＨｚと、Ａ型と同じである。 ・のは、Ａ型とＢ型ではインピーダンスが０Ωである電源Ｖ１の位置が負荷抵抗Ｒ２の上か下かの違いで、そのＶ１を短絡して見れば明らかなように、そもそも全く同じものであるから、当たり前である。 ・が、このＢ型はＡ型と違ってブートストラップではない。教科書的にいうところのソース接地型（ソース共通型）だ。と言うわけで、結局ソース接地型と電流ドライブのブートストラップ型は同じものである。
・ホントかいな？少なくともゲート−ドレイン間の寄生容量によるミラー効果は違うのでは？ ・なので、Ｇ−Ｄ間にわざと０．１ｐＦ（なしに相当）、１０ｐＦ、１００ｐＦ、１０００ｐＦをつなぐパラメトリック解析で観る。
・結果は位相が反転しているだけで、全く同じ。ソース接地型と電流ドライブのブートストラップ型は同じものなので当たり前。
・Ｐチャンネルの２ＳＪ４９で同様に観たのがＣ型とＤ型。
C型
D型
・当然だが、どちらも利得≒１８．２ｄＢ、ｆｃ≒１．５ＭＨｚと、こちらも２ＳＫ１３４の場合と同じ結果。 ・が、２ＳＫ１３４のＡ型、Ｂ型と２ＳＪ４９のＣ型、Ｄ型の結果を比べれば利得もｆｃも多少異なる。のは、コンプリ素子とは言え、別の素子であるから当然である。 ・この場合に２ＳＪ４９の方が利得が大きいのは、前段から５ｍＡの動作点電流でＲ１＝１５０Ωに発生するバイアス電圧で流れるアイドリング電流が、このＳｐｉｃｅモデルでは２ＳＫ１３４が６７ｍＡなのに対し、２ＳＪ４９の方は１１３ｍＡと多く、その分２ＳＪ４９のｇｍが大きくなるためである。 ・試しにその動作点電流を調整して２ＳＪ４９のアイドリング電流が６７ｍＡになるように調整すると、その場合の利得は１６．２ｄＢ程度となった。動作点を揃えても２ＳＫ１３４とは一致しない。 もともと違う素子なのだから、これも当たり前。
・以上から、２ＳＫ１３４のＡ型とＢ型、あるいは、２ＳＪ４９のＣ型とＤ型を組み合わせてプッシュ・プル動作をさせると大変良い理想的な結果が得られることが予想されるが、それをするのが「完全対称型」ということになる。 ・同一素子を同一動作で組み合わせるのだがらプッシュプルとしてこれ以上対称な動作はない。従ってその組み合わせを「完全対称型」と名乗るのは適切である。
・が、一方、２ＳＫ１３４のＡ型、Ｂ型の結果と２ＳＪ４９のＣ型、Ｄ型の結果はそんなに違わないではないか。とも思える。（＾＾； ・ので、この際２ＳＫ１３４のＡ型と２ＳＪ４９のＣ型を組み合わせてプッシュ・プル動作をさせようというのが「不完全対称型」。 ・そこで、２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９のアイドリング電流を揃えて、それぞれの負荷抵抗を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωと変化させた場合の利得＆その位相の周波数特性をパラメトリックに占ってみると、こうなる。
・どちらも下から負荷＝Ｒ２が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωの場合だが、利得はどちらも負荷の６ｄＢステップの増加に比例して６ｄＢステップで増加する。これは「完全対称型」と同じところだ。 ・が、両者間では利得に１ｄＢ程度の乖離がある。これは素子が違うのだからいかんともしがたいところ。
・が、この程度の違いをうんぬんしてもしょうがないのでは？という現実的な考えで、２ＳＫ１３４のＡ型と２ＳＪ４９のＣ型を組み合わせてプッシュ・プル動作をさせるとこうなる。なお、信号電流を５ｍＡｐ−ｐとしてあるのは、この場合プラスマイナスからプッシュプルで終段をドライブするからである。結果、上のシングル動作の場合に比していずれの負荷の場合も利得が６ｄＢ増加している。理屈通りだ。
・と、動作の対称性という意味では勿論完全ではないので「完全対称型」は名乗れないが、動作内容は「完全対称型」と同じであるし、これでも悪くはないのでは、というのが「不完全対称型」。 ・なのだが、この「不完全対称型」にもメリットがある。 ・それは、終段のバイアス回路をブートストラップ抵抗から分離でき、終段上下をプッシュプルでドライブでき、特に終段をトランジスタで構成した場合には分離できたバイアス回路で終段の温度補償を簡便かつ完璧に実施できる点である。この点は「完全対称型」より明らかに有利である。
・が、音が悪ければしょうもない。ので、早速聴いてみる。 ・う〜ん、良い音だわぃ。（＾＾） ・同じく２WAYマルチで、低域側か高域側にＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプを起用してのヒヤリングになる訳だが、やはりＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプの方が全域で色に例えればそのコントラストが強く色彩感が豊かで、低域では１オクターブ下まで音域が広がったようにエネルギー感の強い極低音を出してくる。結局ＧＯＡのときと印象的には同じなのだが、その傾向がより明確になったように感じる。で、端的に言えば、比較的にＴＲが淡でＭＯＳが濃。どちらが良いか？となるとどうも今回のＭＯＳ−ＦＥＴ不完全対称型パワーアンプの勝ちだなぁ。。。 ・が、駄耳のせいもあり、ＭＯＳ−ＦＥＴ不完全対称型でなければ聴けなくなった、と言うようなことはない。ＴＲ完全対称型の方も十分に良い音だ。 ・で、結論としてはＧＯＡ型ではなく不完全対称型で行く。
・と言うわけで回路はこう。 ・この際パイロットランプのＬＥＤはアラート色の赤は止めて橙色にした。
・ところで、ＧＯＡ型と不完全対称型の多少の音の違いの要因がＫ式のいわゆるＭＦＢ以外にもあるのか否かをを考えるために、両タイプの場合の出力インピーダンスを測定してみる。 ・実機は、負荷Ｒ１とＲ２を用意して、Ｒ１負荷時の出力電圧とＲ２負荷時の出力電圧から求める方法を採用した。 ・Ｒ１負荷時の出力電圧をＶｏ１、Ｒ２負荷時の出力電圧をＶｏ２、出力インピーダンスをＺｏとすれば、アンプ本来の起電力（Ｖとする）がＺｏとＲ１又はＲ２で分圧されてＶｏ１又はＶｏ２の出力電圧となる筈なので、 　Ｖｏ１＝Ｒ１／（Ｚｏ＋Ｒ１）＊Ｖ 　Ｖｏ２＝Ｒ２／（Ｚｏ＋Ｒ２）＊Ｖ　 　だから 　（Ｒ１＋Ｚｏ）＊Ｖｏ１／Ｒ１＝（Ｒ２＋Ｚｏ）＊Ｖｏ２／Ｒ２ 　これをＺｏについて解くと、 　Ｚｏ＝Ｒ１＊Ｒ２＊（Ｖｏ２−Ｖｏ１）／（Ｒ２＊Ｖｏ１−Ｒ１＊Ｖｏ２） 　で出力インピーダンスが求められる。 　だから、Ｒ２＝２Ｒ１を満たしている時（８Ωと１６Ωとか４Ωに８Ωとか）には 　Ｚｏ＝２＊Ｒ１＊（Ｖｏ２−Ｖｏ１）／（２＊Ｖｏ１−Ｖｏ２） ・結果、このＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプは、ＧＯＡ形式では４００Ｈｚ正弦波入力で８Ω負荷時に４．０６４Ｖの出力となる設定で４Ωを負荷にすると３．９７６Ｖの出力となった。ので、その出力インピーダンスは０．１８１Ω。 ・不完全対称形式では、同じく４００Ｈｚ正弦波入力で８Ω負荷時に４．０７６Ｖの出力となる設定で４Ωを負荷にすると３．９３６Ｖの出力となった。ので、その出力インピーダンスは０．２９５Ω。 ・案外両者間にあまり違いのない結果だ。 ・この辺ＬＴＳｐｉｃｅの占いではどうか。 ・シミュレーションでは壊れるという心配がいらないので出力への電流注入法でやってみる。しかも注入電流は１Ａ。そうすると結果がΩで表示されから造作がなくて便利。 ・先ずはＧＯＡ型。ＧＯＡ抵抗＝５．６ｋΩ、５６ｋΩ、５６０ｋΩとするパラメトリック解析。 ・結果は右で、緑が５．６ｋΩの場合、赤が５６ｋΩの場合、青が５６０ｋΩの場合。やはり出力インピーダンスはＧＯＡ抵抗の設定によるオープンゲインの増加＝ＮＦＢ量の増加に比例するようだ。で、実機と同じＧＯＡ抵抗が５．６ｋΩの場合の出力インピーダンスは低域で０．０６Ω程度という占い結果である。
・次に不完全対称型。ブートストラップ抵抗は実機に同じく２．２ｋΩ。今度は負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、５０ｋΩ（無負荷相当）とするパラメトリック解析。 ・結果は負荷とは無関係に低域で０．１６Ω程度という占い結果。 ・う〜む。。。不完全対称型は負荷によってオープンゲインが変わり、したがってＮＦＢ量も異なるので、負荷によって出力インピーダンスも異なるものと思っていたのだが、負荷の値には無関係のようだ。ちょっと不思議。（＾＾；
・と言うわけで実測の方が多少高く出ているが、シミュレーションでも実機と同様に不完全対称型の出力インピーダンスがＧＯＡ型より０．１Ω程度高いという結果であるから、実測値はあまり間違いのない結果と考えて良いだろう。 ・となると、０．１Ω程度の出力インピーダンスの違いでは、これがＧＯＡ型と不完全対称型の音の差の要因になっているとは考えにくい。という結果だ。
・それは置いておくとして、世界最初のＭＯＳ−FET。 ・“悪夢のパワー素子”だったのだが、なんでこんなに良い音なのか。。。（爆）

２０１１年２月２６日

BATTERY DRIVE

MOS-FET POWER AMP（ＧＯＡ＆不完全対称）

改め

AC電源

MOS-FET　2SJ49-2SK134 パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

不完全対称型

リメイク

・２０年前に作ったオールＦＥＴ Ｇ．Ｏ．Ａ パワーアンプが、１０年前にBATTERY　DRIVE　MOS-FET　POWER　AMP（GOA＆不完全対称）となった。 ・要すればまた１０年。 ・この際、リメイク。 ・その前に使用する２ＳＪ４９、２ＳＫ１３４、２ＳＪ７７、２ＳＫ２１４のＳｐｉｃｅモデルの静特性を観る。
・まず、２ＳＪ４９と２ＳＫ１３４。 ・そのSPICEモデルがＣｏｒｄｅｌｌ　Ａｕｄｉoで提供されている。ので、それを使用。 http://www.cordellaudio.com/book/ spice_models.shtml ・先ずは、Ｖｄｓ＝１０ＶでのＶgｓ−Ｉｄ特性。 ・緑が２ＳＪ４９で、赤が２ＳＫ１３４。 ・データシートの特性図と比べると、なかなか良く出来ている感じ。
・次に、Ｖｇｓを０Ｖから１０Ｖまで１Ｖステップで変化させて、Ｖｄｓ−Ｉｄ特性を観る。 ・同じく緑が２ＳＪ４９、赤が２ＳＫ１３４。 ・こちらもデータシートの特性図と比べると、良く出来ている。 ・コンプリメンタリペアと言うにはアンマッチである。 ・が、大概こんなもの。
・次に、２ＳＪ７７と２ＳＫ２１４。 ・そのSPICEモデルは従来のものだが、今回、一部手を入れた。その意味でモデル名にAを入れた。 ・先ずは、Ｖｄｓ＝２０ＶでのＶｇｓ−Ｉｄ特性。 ・緑が２ＳＪ７７で、赤が２ＳＫ２１４。 ・図の右側がＶｇｓが０Ｖから５ＶまでのＩｄ特性で、左側はＶｇｓ＝２Ｖまでを拡大したもの。 ・データシートの特性図と比べると、まぁ、こんなところ。
・次に、Ｖｇｓを０Ｖから４．５Ｖまで０．５Ｖステップで変化させてのＶｄｓ−Ｉｄ特性。 ・同じく緑が２ＳＪ７７、赤が２ＳＫ２１４。 ・データシートの特性図と比べると、こんなところ。 ・コンプリメンタリペアとしては、２ＳＪ４９、２ＳＫ１３４ペア以上にアンマッチ。
・これらを使うのはもっと低電流領域なので、その領域を観る。 ・２０V以下の電流の立ち上がりがもっと滑らかであるべきところは再現できていないが、その点を除けば良く出来ている。 ・が、コンプリメンタリペアとしては、随分とアンマッチ。 ・PチャンネルとNチャンネルの素子でプッシュプルアンプが出来る訳だが、「特性の等しい素子どうしならばプッシュプル動作もうまくいく。特性の異なる素子を組み合わせてもプッシュプル動作はうまくいくはずがない。回路上は対称でも動作は非対称の対称もどき。」（９４．６）と、ストレートなお言葉でそれを止めて終段ＳＥＰＰを同一素子で構成したのが完全対称型。
・コンプリメンタリープッシュプル出力段。 ・これでドライブ段の２SK214と２ＳＪ７７のアイドリング電流は１５ｍＡ弱、２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９のアイドリング電流は各素子２００ｍＡ程度となっている。 ・そのゲイン―周波数特性が右。ゲインは低域で△０．５６ｄB、１MHｚで△０．７２ｄB。 ・発振防止用の６８０Ωを除くともう少し帯域は伸びる。
・完全対称型出力段。 ・これでドライブ段の２SK214のアイドリング電流は１５ｍＡ強、２ＳＫ１３４のアイドリング電流は各素子２００ｍＡ程度。 ・そのゲイン−周波数特性が右。ゲインは低域で２０．１２ｄB、１００ｋHzで１９．８３ｄB、１MHｚで１１．０８ｄB。 ・コンプリメンタリープッシュプル出力段より高域の減衰が大きいが、こちらは電圧ゲインを２０ｄＢ（１０倍）有しているので当たり前。
・コンプリメンタリープッシュプル出力段と完全対称型出力段の歪率を、負荷８Ωで、１ｋHz正弦波、１０ｋHz正弦波で観る。
・グラフが２本に見えるが、それぞれ１ｋHzと１０ｋHzのデータがほぼ等しいのでグラフが重なっているため。 ・上の黄色が完全対称型出力段で、下の赤がコンプリメンタリープッシュプル出力段。 ・完全対称型出力段の歪率が、コンプリメンタリープッシュプル出力段の歪率より１０倍程度悪い。 ・完全対称型の測定回路が間違っているのか？なのだが、実は９４年１１月号の「完全対称アンプの理論と実験」で先生がアイドリング電流１．２Aで実測された２ＳＫ１３４による完全対称型出力段の歪率もこれよりちょっと良い程度なのだ。こちらはアイドリング電流０．４Ａであるし、こんなものだろう。 ・そうなのか。アンマッチなコンプリメンタリ―素子で構成したプッシュプル出力段の方が１０倍程度も低歪率なのだ。 ・それは、この場合のコンプリメンタリープッシュプル出力段は電圧ドライブのソースフォロア動作で、１００％のＮＦＢ＝完全対称型との電圧ゲインの差である２０ｄＢ程度のＮＦＢ、が掛っているためだろう。 ・が、少しく残念。
・コンプリメンタリープッシュプル出力段の出力インピーダンスを電流注入法で観る。 ・低域で０．４９３Ω、１００ｋＨｚで０．５０５Ω。
・完全対称型出力段の出力インピーダンス。 ・低域で２２３Ω、１００ｋＨｚ７５Ω。 ・電流出力なので流石に出力インピーダンスは高い。
・と、完全対称型出力段は、オーバーオール負帰還を掛けて出力段の歪を減らすととともに、出力インピーダンスを低くする必要がある。 ・電圧ドライブのコンプリメンタリープッシュプルソースフォロア出力段は、そのために必要な負帰還をソースフォロア動作による１００％ローカル負帰還で出力段自体で行っているので、オーバーオール負帰還を掛けなくてもそこそこの歪率と出力インピーダンスになる。 ・一方、完全対称型出力段は、スピーカーのインピーダンス特性に比例したＮＦＢ量を掛けるアンプとなり、一種のＭＦＢとしてスピーカーの制動に望ましい効果がある。その効果を最良のものとするため、ＭＦＢコントロール回路を付加して出力インピーダンスを可変式にすることも出来る。 ・と言っても、MFBコントロール回路は要するに出力インピーダンス可変回路なので、コンプリメンタリプッシュプルソースフォロア出力段でも使える。し、MFBコントロール回路の調整で、出力インピーダンスが変化したことにより音が変わるのか、出力インピーダンスが変化したことによりMFB量が変わり、そのMFB量が変化したことにより音が変わるのか、のどちらなのかは分かりようがない。 ・ので、消えたのかな。
・と、色々考え、電流ドライブのコンプリメンタリープッシュプルソースフォロアの不完全対称型。 ・合わせて、バッテリー電源を止め、AC電源に戻す。ＳＩＴ（Ｖ−ＦＥＴ） ２ＳＪ２０Ａ−２ＳＫ７０Ａ パワーアンプ兼パワーＩＶＣ用にＡＣ電源部を新調したので、その電源部を共用し、パワーアップも図る。 ・歳とともにバッテリー維持・管理のストレスが増加。 ・ところで、「悪夢のパワー素子」であるＭＯＳ−ＦＥＴを起用するアンプは、全てＦＥＴで構成しなければいけない。のだが、何気に２段目差動アンプのカスコードアンプとカレントミラーにはトランジスタを起用。 ・他は極力キャリーオーバー。 ・終段ＭＯＳ−ＦＥＴはパワーアップのためにパラとし、１個当たり２００ｍＡ、パラで４００ｍＡ程度のアイドリング電流を流す。 ・右のシミュレーション回路でも４００ｍA程度のアイドリング電流となっている。 ・よって、８Ω負荷で２．５W、４Ω負荷では１．２５WまではA級、それ以上でＢ級のAB級動作になる。
・そのゲイン-周波数特性。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析だが、赤のオープンゲインと青のループゲインは、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。 ・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時６７ｄＢ、８Ω負荷時７２．６ｄＢ、１６Ω負荷時７７．８ｄＢ、３２Ω負荷時８２．４ｄＢ、６４Ω負荷時８６．２ｄＢ、１００ｋΩ負荷時９２．９ｄＢ。 ・青のループゲインは、４Ω負荷時４０．１ｄＢ、８Ω負荷時４５．７ｄＢ、１６Ω負荷時５１ｄＢ、３２Ω負荷時５５．６ｄＢ、６４Ω負荷時５９．３ｄＢ、１００ｋΩ負荷時６６．１ｄＢ。 ・緑のクローズドゲインは２６．８ｄＢ。 ・パワーIVC動作時のゲイン-周波数特性は、これまでの経験からこれと同じと考えられるので、ミドルブルック法による測定は省略。
・１．３Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。
・一番下が出力電位と終段２ＳＪ４９と２ＳＫ１３４のそれぞれのパラのドレイン電流値。 ・２ＳＪ４９と２ＳＫ１３４の飽和電圧が大きいので、この辺が出力限界。 ・その際の２段目差動アンプの電流値が中央、終段プッシュプルドライバーの電流値が上。 ・２段目差動アンプはA級範囲で問題ない。終段ドライバーの２ＳＪ７７、２ＳＫ２１４には電流入力が必要ないので、２段目差動アンプの動作電流はもっと減らしても可だが、まぁ、この位で。 ・終段プッシュプルドライバーには十分な電流を流して余裕でA級動作範囲だが、何故か波形が正弦波からは大分遠く乱れた感じだ。ＮＦＢが、出力を入力相似にするため、信号伝達途中をこのように拵えているのだろうが、多分終段２ＳＪ４９と２ＳＫ１３４の入力容量等の充放電に対応しているのだろう。
・入力±１.3Ｖｐ−ｐの１０ｋＨｚ方形波応答を観る。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・一番下が出力波形だが、当然どの負荷でも同じ応答。 ・下から２番目はその場合の２ＳＫ１３４パラの合計ドレイン電流波形（緑）と２ＳＪ４９パラの合計ドレイン電流波形（灰色）。どちらも電流値が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω,１００ｋΩの場合。 ・いずれもオーバーシュートもアンダーシュートもなく、綺麗な応答波形。 ・上から２番目が、終段プッシュプルソースフォロアドライバーのＭ１、Ｍ４のドレイン電流の推移。 ・方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプル上側、下側ともにパルス電流が流れている。 ・一番上が、その際のＲ２１とＲ２２に流れる電流の合計値と、Ｒ２３とＲ２４に流れる電流の合計値。通常は０ｍＡだが、方形波の立ち上がりと立下りの瞬間に、２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９のゲートに向けてパルス電流が流れている。 ・これは、２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９の入力容量等を充放電する電流に相違ない。そして、これが方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプルドライバー上側、下側のＭＯＳ−ＦＥＴに流れるパルス電流の正体だろう。 ・マイナス側のピーク電流値がプラス側より大きいのは、２ＳＪ４９の方が入力容量等が大きいからかな。
・パワーＩＶＣ動作での方形波応答を観る。 ・入力±３ｍＡｐ−ｐの１０ｋＨｚ方形波応答。
・同じく、負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・一番下が出力波形、下から２番目がその場合の２ＳＫ１３４パラの合計ドレイン電流波形（緑）と２ＳＪ４９パラの合計ドレイン電流波形（灰色）。どちらも電流値が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・いずれも立ち上がり、立下りに僅かにオーバーシュートとアンダーシュートがあるが、これは初段J1のゲート抵抗８２０ｋΩのためで、これを排してJ1ゲートをアースすると上のパワーアンプ動作時と同じになる。 ・上から２番目が、終段プッシュプルソースフォロアドライバーのＭ１、Ｍ４のドレイン電流の推移で、パワーアンプ動作時と同様に方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプル上側、下側ともにパルス電流が流れている。 ・一番上が、その際のＲ２１とＲ２２に流れる電流の合計値（青）と、Ｒ２３とＲ２４に流れる電流の合計値（ピンク）。パワーアンプ動作時と同様に、通常は０ｍＡだが、方形波の立ち上がりと立下りの瞬間にパルス電流が流れている。 ・これは、２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９の入力容量等を充放電する電流で、これが方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプルドライバー上側、下側のＭＯＳ−ＦＥＴに流れるパルス電流の正体というのもパワーアンプ動作時に同じ。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で３７ｍΩ、１００ｋＨｚでは１６２ｍΩ。 ・上でプッシュプルソースフォロア出力段自体の出力インピーダンスは、低域で４９３ｍΩ、１００ｋＨｚで５０５ｍΩだったから、オーバーオール負帰還が掛って、それが低域で１／１３、１００ｋＨｚで１／３．１6になった。 ・こんなものか？ ・それは、不完全対称型は、見た目出力段はコンプリメンタリーソースフォロアだが、上のコンプリメンタリーソースフォロア出力段のシミュレーションの如くに出力段は電圧ドライブされているのではなく、電流ドライブされているので。
・では、電流ドライブのプッシュプルソースフォロアはどうなるのか？ ・先ずは、ゲイン―周波数特性。 ・完全対称型と同様に電圧ゲインを有し、その大きさも負荷にほぼ比例と完全対称型に同じ。
・そして、電流ドライブのプッシュプルソースフォロアの出力インピーダンスは、右の通り。 ・低域で１０１Ω、１００ｋHzで９Ω。だから、オーバーオール負帰還で低域で１／２７３０、１００ｋHzで1/55になったことになる。
・歪率を観る。
・これからすると歪率０．１％以下で８Ω負荷では６０Ｗ、４Ω負荷では１００Ｗ（１０ｋHの８W出力で僅かに０．１％を超えているが。）の出力が得られるようだ。 ・１００ｋHzについては流石にそうはいかず、概ねその１０倍程度の歪率になっている。１００ｋHzのループゲイン≒NFB量は１０ｋHz以下の周波数より概ね２０ｄB小さい、即ち概ね1/10なので、歪率が概ね１０倍になるのは理屈どおり。 ・が、４Ω負荷の場合に顕著だが、１ｋHzと１０ｋHzの場合８W以上の出力で歪率が低下するところ、１００ｋHzではそれがなく、結果１０倍以上の歪率になってしまっている。ちょっと残念。 ・何故か？　知らない。 ・２ＳＪ４９と２ＳＫ１３４は飽和電圧が大きく、トランジスタに比すと、飽和電圧分として±５Ｖは電源電圧を高くしないと同様の出力は得られない。 ・が、我が家の環境では十二分の最大出力。 ・なお、パワーＩＶＣ動作時の歪率は、パワーアンプ動作時と同じだろう。
・電流ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段の歪率を観ていなかったので、観る。 ・結果が右。上で観た電圧ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段と完全対称型出力段の結果も表示。 ・一番上の緑色が電流ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段の歪率。真ん中の黄色が完全対称型出力段、そして下の赤が電圧ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段の歪率。 ・やはり電流ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段の歪率が一番悪い。が、完全対称型出力段とそんなに変わらない。 ・そして、その出力毎の推移を観ると、電圧ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段の歪率がほぼ平行移動して１０倍程度の歪率になっている。 ・分かりやすい。実際の因果としては、電流ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段が８Ω負荷で２０ｄB=１０倍程度の電圧ゲインを有しているところ、電圧ドライブにするとその電圧ゲイン２０ｄB程度が負帰還に回り、電圧ゲインが０ｄB、歪率が１／１０程度になるということ。
・アンプ部基板。 ＊ＳＥコンの取り付けが間違っています。後で直しました。
・保護回路部基板。 ・回路はK式より借用。
・基板は出来たようだが、本体が出来上がるまではまだ時間が要る。 ・ので、ここで唐突に、日立（Ｌｏ−Ｄ）ＨＭＡ−９５００ ＭＫ２、の、もどき。 ・何となく似ているし。 ・素子は適当だが、初段と終段はまぁそれらしい。保護回路は省略。で、こんな感じ。 ・回路としては、２段目カレントミラー負荷の２段差動アンプ＋プッシュプルソースフォロア出力段と、Ｋ式ＧＯＡ的。無論K式GOAの方が後。 ・終段ドライバーのバイアス回路が特殊だが、これがノンカットオフバイアス回路というもののよう。 ・この状態で、シミュレーション回路の終段２ＳＫ１３４Ｃと２ＳＪ４９Ｃには各素子１５０ｍＡ程度のアイドリング電流が流れている。本物がどうだったのかは知らない。
・そのゲイン-周波数特性。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析だが、赤のオープンゲインと青のループゲインは、負荷により多少のゲイン差が生じている。が、まぁ一定。 ・オープンゲインは低域でほぼ９７ｄＢ。ループゲインは低域でほぼ６７ｄＢ。 ・緑のクローズドゲインは３０ｄＢ。 ・メーカー製として、このオープンゲインとループゲインは大きい方なのか小さい方なのかは知らない。が、Ｋ式ＧＯＡに比すと、ＧＯＡ抵抗がない分オープンゲインが大きい、といった感じ。 ・GOA抵抗や不完全対称用抵抗を付けてわざわざオープンゲインを小さくするバカな真似はメーカーはしない。
・１．５Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。
・一番下が出力電位と終段２ＳＪ４９と２ＳＫ１３４のそれぞれのパラのドレイン電流値。 ・その際の２段目差動アンプの電流値が中央、終段プッシュプルドライバーの電流値が上。 ・２段目差動アンプはA級範囲で何も問題ない。ついでにカレントミラーのＱ４の電流推移を±を反転して載せてみた。 ・この回路には、ノンカットオフバイアス回路というものが搭載されているのだが、その割には、終段もドライバー段もＢ級でカットオフしているように見える。
・ので、上の図ドライバー段の電流推移と下の図出力段の電流推移の０Ａ付近を拡大し表示するとこう。 ・なるほど。ドライバー段はカットオフせず最低０．５ｍＡ程度の電流が流れている。 ・が、終段はプラス側はカットオフを逃れているものの、マイナス側はカットオフしている。
・Ｒ３１とＲ３４は実際は１００Ωの半固定抵抗である。 ・もしかしてこれを調整すると上手く行くかもしれなと、Ｒ３４を１Ωまで下げてみたのだが、まだ上手く行かないので、Ｒ３４とシリーズのＲ３５も弄ってみたところ、これも１Ωで右のようになった。 ・上の図のドライバーもカットオフしないし、下の図の終段もプラスマイナスとも最低でも８ｍＡ程度流れてカットオフしていない。 ・と、これがノンカットオフバイアス回路の姿で成果なのかな？ ・知らない。 ・用いたＳＰＩＣＥ ＭＯＤＥＬの特性の関係でこうなったが、終段素子をランクなどで選別して用いれば、回路図通りで上手く行くのだろう。 ・ホント？ ・知らない。 ・なお、こうすると終段のアイドリング電流は各素子２５０ｍＡ程度になる。
・入力±１．５Ｖｐ−ｐの１０ｋＨｚ方形波応答を観る。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・一番下が出力波形だが、当然どの負荷でも同じ応答。 ・下から２番目はその場合の２ＳＫ１３４パラの合計ドレイン電流波形（ピンク）と２ＳＪ４９パラの合計ドレイン電流波形（赤）。どちらも電流値が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・いずれもオーバーシュートもアンダーシュートもなく、綺麗な応答波形。流石。 ・上から２番目が、終段エミッタフォロアドライバーのＱ３、Ｑ５のコレクタ電流の推移。 ・方形波の立ち上がり、立下り時に、プッシュプル上側、下側ともにパルス電流が流れている。 ・一番上が、その際のＲ４１とＲ４２に流れる電流値。通常は０ｍＡだが、方形波の立ち上がりと立下りの瞬間に、２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９のゲートに向けてパルス電流が流れている。 ・これが２ＳＫ１３４と２ＳＪ４９の入力容量等を充放電する電流だが、経路に抵抗と１００ｐＦ，１８０ｐＦがパラで入っているためか、多少複雑な波形になっている。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で０．７ｍΩ、１００ｋＨｚでも６ｍΩ。 ・凄いね。 ・ＮＦＢ量の違いだ。
・歪率を観る。
・１ｋHzと１０ｋHzいついてはかなり低歪率だが、１００ｋHzについてはもう少し低歪率であって欲しかった感じ。 ・これを見ると、１０ｋHzでは１ｋHzの１０倍以下程度、１００ｋHzでは１００倍程度になっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は１０ｋHzが１ｋHz以下の周波数に対して△２０ｄB、さらに１００ｋHzでは１０ｋHzに対して△２０ｄBとなっているので、歪率は１ｋHzに対して１０ｋHzでは１０倍、１００ｋHzでは１００倍になるのが理屈なので、ほぼ理屈どおり。 ・が、１００ｋＨｚの１００Ｗ以上で歪率の悪化度合いが大きい。 ・HMA-9500ｍｋ�Uの仕様では、０．０１％（５Ｈｚ〜１００ｋＨｚ、１００Ｗ時、８Ω）、０．００５％（５Ｈｚ〜２０ｋＨｚ、１２０Ｗ時、８Ω）だったようだが、この結果では０．００５％（５Ｈｚ〜２０ｋＨｚ、１２０Ｗ時、８Ω）は満たすが、０．０１％（５Ｈｚ〜１００ｋＨｚ、１００Ｗ時、８Ω）は残念ながら満たせていない。 ・もどきだからしょうがないか。
・と、ここまでやったところで、なんと、初段差動アンプにＮＥＣのμＰＡ６３Ｈが使われていたのは初代ＨＭＡ−９５００であって、ＨＭＡ−９５００ＭＫ２の方の初段差動アンプは同じＮＥＣでも２ＳＫ１３１であったらしい。で、μＰＡ６３Ｈのｇｍが２ＳＫ３０並みなのに対して２ＳＫ１３１のｇｍは２ＳＫ３６９（≒２ＳＫ１４７）並みのハイｇｍのようではないか。 ・となると、以上のＨＭＡ−９５００ＭＫ２のシミュレーションは、もどきのもどきでしかない。（爆） ・了
・ジャンクボックスに眠っていたフレックスの放熱器TF１３１０A２と新調したタカチのケースＯＳ１１５−３２−３３ＢＸでアンプ部の筐体を組む。 ・ケースのサイドに収まるように、２台のTF1310A２を中央でフィンを重ねて使う。 ・連結した放熱器をケース側板とし、フィンの長い方に終段素子を取り付けて外側とする。
・中央のフィンを重ねた状態の２台のTF1310A２の上下に、OS115-32-33BXの全面及び背面パネルのフランジと連結することを兼ねた１．５ｍｍ厚１５ｍｍ×１５ｍｍのアルミL字アングルを取り付けて２台の放熱器を連結し、さらに、OS１１５−３２−３３BXの支柱の上下のL型金具の短い方をTF1310A２の外側とする長い方のフィンのあたりで前後連結バーで繋ぐと、うまい具合に放熱器サイドユニットが出来上がる。 ・上側のL字アングルにはスペーサーを取り付け（写真ではそれ用の丸穴が開いている。）、アンプ等基板類の吊り下げ構造を作る。 ・下側のL字アングルにはラグ板を取り付けゲート抵抗スケルトン６８０Ωを中継。スケルトン抵抗の一方はゲート端子直結。
・放熱器サイドユニットと前後パネルを結合して、アンプ等の基板を吊り下げると、ケースは出来上がり。
・裏返して、所要の調整をしながら配線作業をする。 ・と、出来上がり。
・出来上がりを上から。
・回路はこう。	・シミュレーションの通り。 ・ただし、出力段バイアス回路は現物に合わせて調整後の定数。これで終段のＭＯＳ−ＦＥＴはそれぞれ２００ｍＡ程度、パラで４００ｍＡ程度のアイドリング電流に調整。 ・終段素子の温度補償措置は何もしていないが、アイドリング電流は極安定。この辺はトランジスタに比すと大変楽。 ・ＡＣ電源部は、ＳＩＴ（Ｖ−ＦＥＴ） ２ＳＪ２０Ａ−２ＳＫ７０Ａ パワーアンプ兼パワーＩＶＣ用の電源部をそのまま利用。
・早速音出し。 ・ブルーのパイロットＬＥＤランプが光っているのが今回製作したＭＯＳ−ＦＥＴ ２ＳＪ４９−２ＳＫ１３４ パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・下は先に製作したＳＩＴ（Ｖ−ＦＥＴ）２ＳＪ２０Ａ−２ＳＫ７０Ａ パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・その向こうが電源部。
・一聴、実に良いわぁ。 ・これはハイレゾではなくCD品質。 ・が、演奏、録音とも素晴らしい。 ・おじいさんたち、凄すぎる。
・ついで、BILL　EVANSの代表作。 ・こちらは９６ｋHz/２４ｂｉｔ。 ・随分古い録音だが、古さを感じない。 ・最新録音のように鮮明。 ・演奏は言うまでもなく素晴らしい。の一言。
・リリカルなピアノソロ。 ・これも９６ｋHz/２４ｂｉｔ。 ・この人も心のこもった良い演奏をする。 ・これまた素晴らしい。
・Ｍｕｓｉｃ　Ｓｅｒｖｅｒ からも聴いてみる。 ・これは１９２ｋHz/２４ｂｉｔ. ・そこに顔がある生々しさ。 ・演奏も歌も文句なし。 ・素晴らしい。
・これは９６ｋHz/２４ｂｉｔ。 ・この方も素晴らしい。
・実はダウンロード購入もした“ＳＡＤＡＯ ２０１９・ライブ・アット・ブルーノート・トーキョー”。 ・再度。 ・こちらは９６ｋHz/２４ｂｉｔ。 ・変幻自在で素晴らしい演奏。 ・感動する。
・サブスクリプション・ストリーミングに戻って、 ・ハイ・ファイ・セット。 ・４０年前にかみさんとそのコンサートに行ったことを思い出す。 ・涙
・「今まで聞きなれた生の音楽や再生音とはまったく異質な音である。音に独特の個性があり、堅い冷たい響きが、全ての音に影のようにつきまとう。・・・いつも同じような調子で音が出ているだけで、音に表情がない。・・・全般的に演奏がつまらなく聞こえ、退屈になり、それでいて耳ざわりな個性音が後をひく。」と、４０年前（Ｎｏ．２６）に酷評された「悪夢のパワー素子」ＭＯＳ−ＦＥＴ。 ・この ＭＯＳ−ＦＥＴ ２ＳＪ４９−２ＳＫ１３４ パワーアンプ兼パワーＩＶＣの音には、そんな感じは微塵もなし。

メンテナンス

・２段目差動アンプの動作電流は実測でトータル８ｍＡ程度。設計通り。 ・そのカスコードアンプのＴＲ１、２ＳＡ６０６の損失は、コレクタ側のツェナーダイオードＺＤ４、1／２W３３Vの１Ｎ５２５７Ｂで分散することにより、十分に許容範囲である。 ・が、この際、Ｄ４を１Ｎ５２５７Ｂから１Ｗ５６VのＲＤ５６Ｆ−Ｂに変更。 ・ツェナーダイオードに損失を更に食わせ、ＴＲ１の損失をＴＲ２程度に減らし、一層の長期安定動作を図る。

・サブスクリプションの時代にはNASは不要になりそうだが、あるものはあるので、音の良いソフトで聴く。

２０２０年８月１日

メンテナンスその２

・特段のメンテ項目はないが、この際、オシロで位相補正が適正かどうかを観る。
	15pF 10kHz 20uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・現行の位相補正は１５ｐF。 ・先ずは、１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・輝線に何かまとわりついているが、観測環境のせいなのでそれは無視。 ・出力波形には、オーバーシュートもアンダーシュートもない。
	15pF 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形はオーバーシュートもアンダーシュートもないが、僅かにリンギングがある。 ・リンギングを除けば、これで優れた方形波応答であり、適切な位相補正設定だ。
・ＬＴｓｐｉｃｅの占いも観てみる。 ・位相補正は、現行通り１５ｐF。
・実機での方形波応答にそっくりである。
・が、もう少し位相補正容量を減らせる感もある。 ・ので、ＬＴｓｐｉｃｅの占いで位相補正５ｐＦ、８ｐＦ、１０ｐＦ、１５ｐＦの場合の１００ｋＨｚ方形波応答をパラメトリック解析で観る。
・結果。 ・５ｐＦでは、オーバーシュート、アンダーシュートともちょっと大きく、３波程度のリンギングもある。 ・ちょっと見にくいが、８ｐＦでは、僅かなオーバーシュート、アンダーシュートがある。 ・先生の教義では、スピーカー・コードの減衰特性を見越して、アンプ出力端子ではこの程度のオーバーシュート、アンダーシュートが出るように調整するのが良いとされていた。ので、これで良いかも知れない。 ・１０ｐＦでは、オーバーシュートもアンダーシュートもない、良好な方形波応答となっている。当然だが、立上りスピードも１５ｐＦの場合より早い。
・位相補正を１５ｐFから１０ｐＦに変更してみよう。
	10pF 10kHz 20uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・位相補正１０ｐF。 ・１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、僅かにオーバーシュートとアンダーシュートがある。
	１0pF 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形に僅かにオーバーシュートとアンダーシュートがあり、シミュレーションでの位相補正８ｐＦでの応答に近い。 ・また、やはり僅かに細かいリンギングが１０波程度ある。 ・リンギングを置いておけば、このように小さなオーバーシュート、アンダーシュートが出るようにするのが、先生のおっしゃる適切な方形波応答の調整である。 ・ので、位相補正は１０ｐＦにしよう。 ・問題は、細かいリンギングだが、これは位相補正１５ｐＦでも生じていたものであり、位相補正容量の問題ではなく、他の要素によるものではないか、という感じがする。 ・いずれ、永遠に継続する訳ではなく、途中で消滅するので大丈夫だろう。
	１0pF 1０0kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・同じく位相補正１０ｐFの場合の１００ｋHｚ方形波応答だが、これは３ｍ程度のスピーカーコードの先で見たもの。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形のオーバーシュートとアンダーシュートの大きさは余り変わっていないようだが、その後のリンギングが小さくなっている。
	10pF 10kHz 20uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv　負荷８Ω
・参考までに、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答。 ・１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュート、アンダーシュートと言うか、何とも良く分からないリンギングが出ている。
	10pF 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv　負荷８Ω
・同じく、１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュートとアンダーシュートがあるほか、幅広なリンギングと、やはり細かいリンギングがある。 ・何故こうなるのかは知らないが、問題はないだろう。
	10pF 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv　負荷８Ω
・同じく、さらに負荷８Ω抵抗をつないだ場合の１００ｋHｚ方形波応答だが、こちらは３ｍ程度のスピーカーコードの先に８Ωをつないで、そこで観測したもの。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュートとアンダーシュートはなくなっているが、細かいリンギングはやはりある。 ・要すれば、立上り、立下りが大分丸まっている。 ・先生おっしゃったとおり、スピーカーケーブルの容量等のせいで、アンプ出力信号は、スピーカーにはそれなりに丸まって伝わる訳だ。 ・スピーカーコードによって音が変わるという耳の鋭敏な人もいるが、こういうこともその要因なのかも知れない。
・ということで、位相補正は１０ｐFにする。 ・全回路図はこう。 ・位相補正が１０ｐFになっただけ。
・位相補正を１５ｐFから１０ｐFにして音は変わるか？
・分からない。 ・私には鋭敏な耳はない。（爆） ・分かるのは、変わらず良い音であること。

２０２３年１１月１７日

メンテナンスその２のその後

	１0pF　６８０ 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・実は、気になっていたのである。 ・前回見た右の１００ｋHz方形波応答。 ・立上りのオーバーシュート、立下りのアンダーシュートの後に僅かだがリンギングがある。 ・UHC-MOS ２SJ217-2SK1297 パワーアンプ兼パワーＩＶＣのメンテナンスで観た寄生発振だが、このリンギングも２ＳＪ４９−２ＳＫ１３４の寄生発振ではなかろうか？ ・それを防ぐために６８０Ωのゲート抵抗を入れていた訳だが、それで十分ではなかったのか。
・６８０Ωでも安全を見込んだつもりだったのだが、それでは足りないと言うなら、ほぼ倍の１．２ｋΩに交換。
	10pF 1.2k 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・どうか。 ・１００ｋＨｚ方形波応答。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・期待したのだが、ゲート抵抗６８０Ωの時と同様にオーバーシュートとアンダーシュートの後に細かいリンギングがある。 ・ゲート抵抗６８０Ωの時と比較すると、リンギングの周期が倍ぐらいに伸びた感じだ。抵抗が倍程度になって周期が倍ぐらいになったということか。 ・そういうものなのか。
	10pF 1.2k 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv　８Ω
・参考までに、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答。 ・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、目立たなくなったが、やはり多少の細かいリンギングがある。 ・幅広なうねりというかリンギングがあるのは、これまでの例と同じ。
	15pF 1.2k 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・この細かいリンギング、位相補正を１５ｐFに増やしたら消えないだろうか。 ・と言うことで、位相補正を１０ｐFから１５ｐFにして、１００ｋＨｚ方形波応答。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・立上り、立下りのスピードが落ちて角が丸くなっただけで、残念ながらリンギングは消えない。
	15pF 1.2k 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv　８Ω
・参考までに、これで、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答。 ・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形の多少の細かいリンギングは目立たなくなったが、幅広なうねりというかリンギングはある。
・と、ゲート抵抗を１．２ｋΩにしても、細かいリンギングはその周期が倍程度になるだけで、消滅しない。 ・と言って、ゲート抵抗をこれ以上大きなものにはしたくない。
・こうなれば、ゲート抵抗を逆に小さくしてみよう。 ・位相補正は１０ｐFに戻して、 ・上で見た日立（Ｌｏ−Ｄ）ＨＭＡ−９５００ ＭＫ２（の、もどき）では、ゲート抵抗に２２０Ωと１００Ωが使用されていたようである。 ・それでは発振してしまうのではないかとは思いつつも、ゲート抵抗２２０Ωを試してみた。 ・結果、見事に発振して、どうにもならない。
・次に、ゲート抵抗３６０Ω。
・続いて、ゲート抵抗４７０Ω。
・結果はやはり発振してどうにもならない。 ・抵抗値が小さいほどに、発振のどうしようもなさは増大するよう。 ・ゲート抵抗４７０Ωで、何とか発振状態を捉えたようなオシロ表示になった。 ・早く電源を切らねば、と、慌てているので、まともに写真が取れていないが、こんな感じ。
・となれば、次はゲート抵抗６８０Ω。 ・元に戻った。
	10pF 680 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・１００ｋＨｚ方形波応答。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・なんと、細かいリンギングがなくなっている。 ・オーバーシュート1波、アンダーシュート１波でリンギングのない、良好な方形波応答になった。 ・何故か？ ・知らない。 ・が、これなら最良。
	10pF 680 100kHz 1uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・オシロの横軸を拡大して、本当にリンギングが消滅したかを確かめると、 ・これなら良い。
	10pF 680 100kHz 2uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv　８Ω
・参考までに、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答。 ・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・やはり細かいリンギングはない。幅広なうねりというかリンギングはあるが。
	10pF 680 10kHz 20uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv
・１０ｋＨｚ方形波応答。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・立上りの小さなオーバーシュートと立下りの小さなアンダーシュートはあるが、その後のリンギングはない。
	10pF 680 10kHz 20uSdiv 縦軸下0.05Vdiv 上1Vdiv 8Ω
・参考までに、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答。 ・１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、何とも良く分からないリンギングが出ている。 ・この辺はこれまで見たものと同じ。こうなる理由は不明。
・結局、巡り巡ってゲート抵抗は元の６８０Ωに戻った。 ・なので、全回路図は前と同じ。
・何も変わらないので、音も変わらない。
・素晴らしい音と音楽を奏でる。
・MOS-FETのゲート抵抗。何気に最初に使っていたものが最良の定数だった。 ・こんなこともあるのだね。
・MOS-FET。 ・難しい。

２０２３年１２月２日