金田式ＤＣアンプ製作
ちょっとした後日談
完全対称型パワーアンプの出力インピーダンス
夏休みのつれづれに、完全対称型パワーアンプ達の出力インピーダンス測定のまねごとをしてみた。
発振器その他所用の測定器類はないので、テストＣＤの４００Ｈｚ正弦波基準レベルチェック信号をＣＤプレーヤーのＢＡＲＩＡＢＬＥ出力から被測定アンプに入力し、出力開放時の出力電圧を２．５Ｖに調整後、１０Ωを負荷し、出力電圧の変化から出力インピーダンスを計算する。
結果は、一応表のようになった。算式は、(開放時－１０Ω負荷時）／１０Ω負荷時×１０。
|
出力インピーダンス測定 |
|
|
|
|
|
|
|
400Hz ＯＮ－ＯＦＦ法 |
| 被測定アンプ |
|
|
開放時（Ｖ） |
１０Ω負荷時（Ｖ） |
測定値（Ω） |
| No-144改 |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.405 |
0.395010395 |
| （４Ω対応） |
|
Ｌ |
2.5 |
2.405 |
0.395010395 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2 |
2.5 |
|
|
Ｌ |
2.5 |
2 |
2.5 |
| No-139 |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.28 |
0.964912281 |
| （もどき） |
|
Ｌ |
2.5 |
2.28 |
0.964912281 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
1.61 |
5.527950311 |
|
|
Ｌ |
2.5 |
1.605 |
5.576323988 |
| No-144 |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.305 |
0.845986985 |
|
|
Ｌ |
2.5 |
2.31 |
0.822510823 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
1.6 |
5.625 |
|
|
Ｌ |
2.5 |
1.6 |
5.625 |
| No-147 |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.29 |
0.917030568 |
| （風） |
|
Ｌ |
2.5 |
2.29 |
0.917030568 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
1.59 |
5.72327044 |
|
|
Ｌ |
2.5 |
1.6 |
5.625 |
| 電池式ＧＯＡ |
|
Ｒ |
2.5 |
2.49 |
0.040160643 |
| (Headphone-1) |
|
Ｌ |
2.5 |
2.49 |
0.040160643 |
それなりの数値とは思うが、何せアナログテスターの狭い目盛を目視で読みとっているので正確性はない。（ならば、小数点以下の桁が多い！のですが、エクセルが勝手に計算してくれるので・・・）
金田さんの記事に比較すると、８Ω型はインピーダンスがやや高めで、４Ω型は低めといった感じだが、測定法も違うだろうから、こんなものだろうか。
Ｎｏ－１３９（もどき）の数値がやや心配だったが、こうしてみるとＮｏ－１４４等と同等程度だからまずまずと安心した。
参考比較のため、電池式ＧＯＡの出力インピーダンスも測定してみた。ＧＯＡなアンプ達を代表して「ヘッドフォン（も鳴る）アンプ」だ。こちらは予想通り非常に低い数値となっている。この数値だと８Ωのスピーカーに対するダンピングファクターは２００になる。これがどちらかというと世の中の普通のパワーアンプの常識だろう。完全対称型は最大でも１０程度だから、半導体パワーアンプとしては異常の部類だ。
これでスピーカーの制動感は完全対称型がＧＯＡを圧倒するのだから、ダンピングファクターがスピーカー制動力の全てではない、ということだろうか。負荷インピーダンスに比例してＮＦＢ量が変化するＭＦＢの効果といったところだが、ともかくも、ＭＦＢによる出力インピーダンス可変効果を数値で実感する「夏休みの実験」となった。（そんなに大した実験でもないが、残念ながら娘の夏休みの理科の実験としては使えないな～(^^;）。）
（２０００年８月１５日記）
その２
完全対称型パワーアンプの一つの特徴はＭＦＢだ。
要するにオープンゲインが負荷インピーダンスに比例するので（勿論一定範囲内においてだと思うが）、ＮＦＢ量も負荷に比例し、結果、スピーカー負荷では、アンプのＮＦＢ量はスピーカーのインピーダンス特性にそっくりの周波数特性を有することになる。
だから、完全対称型パワーアンプは、大きな制動力を要する低域共振周波数付近ではＮＦＢ量が増加して制動力を高め、それ以外の周波数では過制動にならないようにＮＦＢ量も減り適切な制動力に弱める、というふうにインテリジェントにスピーカーをドライブする。
インテリジェントにと言ってもセンサーやＣＰＵを用いる訳ではないので、使用者がコントロール用ボリュームでこれを適量なものとする。
まあ、ＭＦＢの効果については大体このように説明されている。
なるほどねぇ。
ところで、わたしの作った完全対称型パワーアンプ達もそんな風に上手く動作しているのだろうか？
私には負荷インピーダンスによるアンプのＮＦＢ量の変化を図るための測定器類はないので、またしてもＯＮ－ＯＦＦ法の出力インピーダンス測定でその辺を探ってみることにした。
やり方は上に同じだが、負荷抵抗を変えて出力インピーダンスの変化を測定してみたのである。
以上の説明が本当なら負荷抵抗を高くするほどにＮＦＢ量が増え、その結果出力インピーダンスが低下する筈だ。また、その効果はＶＮＦ ＭＡＸの時が最大で、ＣＮＦ ＭＡＸでは最小となる筈である。
結果は表のとおりとなった。
| 測定アンプ |
|
|
開放時（Ｖ） |
負荷時（Ｖ） |
負荷（Ω） |
出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ |
ﾀﾞﾝﾋﾟﾝｸﾞﾌｧｸﾀｰ |
| No-144 |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.31 |
10 |
0.82 |
12 |
| |
|
|
2.5 |
2.46 |
43 |
0.7 |
61 |
|
|
|
2.5 |
2.49 |
110 |
0.44 |
250 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
1.6 |
10 |
5.63 |
2 |
|
|
|
2.5 |
2.21 |
43 |
5.64 |
8 |
|
|
|
2.5 |
2.4 |
110 |
4.58 |
24 |
| No-147（風） |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.29 |
10 |
0.92 |
11 |
|
|
|
2.5 |
2.45 |
43 |
0.88 |
49 |
|
|
|
2.5 |
2.49 |
110 |
0.44 |
250 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
1.59 |
10 |
5.72 |
2 |
|
|
|
2.5 |
2.21 |
43 |
5.64 |
8 |
|
|
|
2.5 |
2.4 |
110 |
4.58 |
24 |
| No-139（もどき） |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.28 |
10 |
0.96 |
10 |
|
|
|
2.5 |
2.45 |
43 |
0.88 |
49 |
|
|
|
2.5 |
2.485 |
110 |
0.66 |
167 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
1.61 |
10 |
5.53 |
2 |
|
|
|
2.5 |
2.24 |
43 |
4.99 |
9 |
|
|
|
2.5 |
2.4 |
110 |
4.58 |
24 |
| No-144改 |
VNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2.4 |
10 |
0.42 |
24 |
| （４Ω対応） |
|
|
2.5 |
2.48 |
43 |
0.35 |
123 |
|
|
|
2.5 |
2.495 |
110 |
0.22 |
500 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
2.5 |
2 |
10 |
2.5 |
4 |
|
|
|
2.5 |
2.37 |
43 |
2.36 |
18 |
|
|
|
2.5 |
2.45 |
110 |
2.24 |
49 |
なるほどねぇ。（でも、そう劇的という感じでもないな～。）
（２０００年８月２７日）
その３
間違いに気づいた。ｍ(__)ｍ
ＧＯＡパワーアンプや他の一般的なパワーアンプのように、負荷に関係のない固有の内部抵抗を持っているアンプであれば、上のようなＯＮ－ＯＦＦ法で出力インピーダンスを計算することが出来るが、完全対称型は負荷の値によって出力インピーダンスが変動するのだから、開放時と負荷時を比較しても出力インピーダンスは計算できない。
よって、上の計測は残念ながら意味のないものだった。
では、どうするか。
出力インピーダンスが変動しないようにして測るしかない。
そのためには、８Ω負荷に対する出力インピーダンスは８Ωを負荷した状態で、４Ω負荷に対する出力インピーダンスは４Ωを負荷した状態で、しかも、測定により負荷インピーダンスが変動することのない手法で計測しなければならない。
となると、電流注入法かなぁ～とも思ったが、開放時ではなく、８Ω（あるいは４Ω）負荷時を基準に、さらに１０倍以上の抵抗を負荷した時を比較すればＯＮ－ＯＦＦ法でも何とかなるのではないか。厳密には負荷インピーダンスが下がってしまうので正しくはないのだが、何事にも１００％はない。そこは許容しよう。
結果は次のとおりとなった。Ｒチャンネルのみだが、Ｌチャンネルも同じである。
| 測定アンプ |
|
|
測定負荷（Ω） |
測定負荷時（Ｖ） |
＋負荷時（Ｖ） |
＋負荷（Ω） |
測定値（Ω） |
| No-144 |
VNF MAX |
Ｒ |
8 |
2.5 |
2.49 |
110 |
0.442 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
8 |
2.5 |
2.44 |
110 |
2.705 |
| No-147（風） |
VNF MAX |
Ｒ |
8 |
2.5 |
2.49 |
110 |
0.442 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
8 |
2.5 |
2.43 |
110 |
3.169 |
| No-139（もどき） |
VNF MAX |
Ｒ |
8 |
2.5 |
2.49 |
110 |
0.442 |
|
CNF MAX |
Ｒ |
8 |
2.5 |
2.44 |
110 |
2.705 |
| No-144改 |
VNF MAX |
Ｒ |
4.4 |
2.5 |
2.495 |
110 |
0.22 |
| （４Ω対応） |
CNF MAX |
Ｒ |
4.4 |
2.5 |
2.46 |
110 |
1.789 |
これが、本当の出力インピーダンスに近い数値だろう。
が、＋負荷をあまり小さくできないので、＋負荷時の数値の変動が小さく、テスター目視の計測では最早限界だ。「その２」で意図した計測はこれでは無理で、別の方法が必要のようだ。
（２０００年８月２８日）
その４
電流正帰還・電池式完全対称型パワーアンプを製作する過程の考察で、出力インピーダンスを測定する別の方法として、負荷Ｒ１とＲ２（Ｒ１＜Ｒ２とする）を用意して、Ｒ１負荷時の出力電圧とＲ２負荷時の出力電圧から求める方法を採用した。
Ｒ１負荷時の出力電圧をＶｏ１、Ｒ２負荷時の出力電圧をＶｏ２、出力インピーダンスをＺｏとすれば、アンプ本来の起電力（Ｖとする）がＺｏとＲ１又はＲ２で分圧されてＶｏ１又はＶｏ２の出力電圧となる筈なので、
Ｖｏ１＝Ｒ１／（Ｚｏ＋Ｒ１）＊Ｖ
Ｖｏ２＝Ｒ２／（Ｚｏ＋Ｒ２）＊Ｖ
だから
（Ｒ１＋Ｚｏ）＊Ｖｏ１／Ｒ１＝（Ｒ２＋Ｚｏ）＊Ｖｏ２／Ｒ２
これをＺｏについて解くと、
Ｚｏ＝Ｒ１＊Ｒ２＊（Ｖｏ２－Ｖｏ１）／（Ｒ２＊Ｖｏ１－Ｒ１＊Ｖｏ２）
で出力インピーダンスが求められる。
だから、Ｒ２＝２Ｒ１を満たしている時（８Ωと１６Ωとか４Ωに８Ωとか）には
Ｚｏ＝２＊Ｒ１＊（Ｖｏ２－Ｖｏ１）／（２＊Ｖｏ１－Ｖｏ２）
となる。
この方法で、手元にあるアンプ達の出力インピーダンスを再測定してみた。
Ｒ１＝８Ω、Ｒ２＝１６Ωを用意し、最初１６Ωを負荷した状態で４００Ｈｚの信号を入力し、Ｖｏ＝４Ｖとなるよう調整しておき、その状態のまま負荷を８Ωに変更して出力電圧を測定する。この結果から出力インピーダンスＺｏを計算する。
ま、負荷の抵抗値の精度もそれなりだし、テスター読みとりの精度もそれなりだから正確さもそれなりだ。
| 測定アンプ |
|
|
Ｖｏ（Ｖ：１６Ω） |
Ｖｏ（Ｖ：８Ω） |
出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ（Ω） |
| No-144 |
CNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.025 |
7.610 |
|
VNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.8 |
0.889 |
| No-147（風） |
CNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.025 |
7.610 |
|
VNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.8 |
0.889 |
| No-139（もどき） |
CNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.1 |
6.545 |
|
VNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.8 |
0.889 |
| No-144改 |
CNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.5 |
2.667 |
| （４Ω対応） |
VNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.875 |
0.533 |
| No-139 |
CNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.45 |
3.034 |
| （もどきＮｏ２） |
VNF MAX |
Ｒ |
4 |
3.825 |
0.767 |
| 電池式完全対称 |
|
Ｒ |
4 |
3.925 |
0.312 |
| （ﾍｯﾄﾞﾌｫﾝも鳴る） |
|
|
|
|
| 電池式ＧＯＡ |
|
Ｒ |
4 |
3.99 |
0.040 |
| （その４） |
|
|
|
|
| 電流正帰還・電池式 |
MFB MAX |
Ｒ |
4 |
4.7 |
-2.074 |
| 完全対称 |
MFB MIN |
Ｒ |
4 |
4.1 |
-0.381 |
電流正帰還の電池式完全対称型が負の出力インピーダンスなのは予定通りの結果なのだが、この測定法だとＫ式ＭＦＢを採用した他の完全対称型パワーアンプ達のＣＮＦ
ＭＡＸ時の出力インピーダンスが随分と高く計測されるのは予想外だった。
単純にＯＮ－ＯＦＦ法で測った場合の数値に近いのだが、ＣＮＦ
MAX時の数値などはそれより大きくなっている。はてさて、どういう手法で測るのが正しい出力インピーダンスの測定法なのか・・・こうなると？だ。
が、こうしてみると、－２Ω程度から８Ω程度まで、広範な範囲の出力インピーダンスが得られる環境が整ってしまったよう・・・
これが音に及ぼす影響、因果関係はどうか？
は、もし解明できることがあったならばそのうち、ということで（＾＾；
（２００２年５月２６日）
さて、実測結果がやや予想外だったので金田式ＭＦＢについて計算してみよう。
それが右。
ちょっと面倒そうだが、バーチャルショートとキルヒホッフの法則で、理想ＯＰアンプでのＫ式ＭＦＢ回路の電圧ゲインＡと出力インピーダンスＺｏを求めてみる。
なお、この場合、入力インピーダンスについては理想ＯＰアンプだから求めるまでもなく∞。
バーチャルショートだからVp1＝Vp2である。また、Vp1＝Viだから、結局、Vp2をVoとａ～ｆで表すことが出来れば良い訳だ。
Vp2はオームの法則で求められるなら簡単なのだが、このくらいの回路でもキルヒホッフの法則が必要になるようだ。
ので、ｂに流れる電流をＩ1、ｃに流れる電流をI2、ｅ＆ｆに流れる電流をI3とすると、キルヒホッフの法則により次の式が得られる。
b・I1+a・(I1-I3)=Vo・・・①
C・I2+d・(I2+I3)=Vo・・・②
b・I1+(e+f)・I3-c・I2=0・・・③
a・(I1-I3)-d・(I2+I3)-(e+f)・I3=0・・・④
ここでVp2＝Vo－(bI1+eI3)はオームの法則なので、①②③④からI1,I3を求めれば目的に叶うことになる。
ので、
①から
I1=(aI3+Vo)/(a+b)・・・⑤
②から
I2=(Vo-dI3)/(c+d)・・・⑥
③④から
I1=(d(e+f)+c(a+d+e+f))/(ac-bd)*I3・・・⑦
I2=(a(e+f)+b(a+d+e+f))/(ac-bd)*I3・・・⑧
⑤⑦から
I3=(ac-bd)/((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))*Vo・・・⑨
⑦⑨から
I1=(d(e+f)+c(a+d+e+f))/((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))*Vo・・・⑩
⑧⑨から
I2=(a(e+f)+b(a+d+e+f))/((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))*Vo・・・⑪
とI1,I2,I3が求められたので、Vp2=Vo-(bI1+eI3)
に⑨⑩を代入して
Vp2=（a(bd+cd+cf+de+df)+bde)/((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))*Vo
バーチャルショートにより、Vp1=Vp2 で、また、Vp1=Vi
だから
(a(bd+cd+cf+de+df)+bde)/((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))*Vo=Vi
∴ Vo=((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))/(a(bd+cd+cf+de+df)+bde)*Vi・・・⑫
なのだが、この動作形態では出力を取り出すのはｃの両端であるから、
ｃの両端電圧をVo'とすれば、Vo'=ｃ*I2だから、⑪を代入して
Vo'=(ac(e+f)+bc(a+d+e+f))/((a+b)(cd+ce+cf+de+df)+ab(c+d))*Vo
ここで⑫を代入し、
Vo'=c(ab+ae+af+bd+be+bf)/(c(ad+af)+d(ab+ae+af+be))*Vi・・・⑬
∴ A=c(ab+ae+af+bd+be+bf)/(c(ad+af)+d(ab+ae+af+be))・・・⑭
となる。
そこで、出力インピーダンスＺｏは、例のＯＮ－ＯＦＦ法により計算すると、
Zo=2c(2c(ab+ae+af+bd+be+bf)/(2c(ad+af)+d(ab+ae+af+be))＊Vi-c(ab+ae+af+bd+be+bf)/(c(ad+af)+d(ab+ae+af+be))*Vi）/
(2c(ab+ae+af+bd+be+bf)/(c(ad+af)+d(ab+ae+af+be))*Vi-2c(ab+ae+af+bd+be+bf)/(2c(ad+af)+d(ab+ae+af+be))*Vi)
これを整理すると
Zo=d(ab+ae+af+be)/(a(d+f))・・・⑮
と求まる。
早速コンピューターに計算させる。
|
No-144等 |
No-144等 |
No-144（改） |
No-144（改） |
No-139
（もどき）No2 |
No-139
（もどき）No2 |
|
| a |
100 |
100 |
100 |
100 |
220 |
220 |
220 |
220 |
| b |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
| c |
8 |
8 |
4 |
4 |
8 |
8 |
4 |
4 |
| d |
0.22 |
0.22 |
0.11 |
0.11 |
0.22 |
0.22 |
0.22 |
0.22 |
| e |
1000 |
0 |
1000 |
0 |
1000 |
0 |
1000 |
0 |
| f |
2200 |
3200 |
2200 |
3200 |
2200 |
3200 |
2200 |
3200 |
| A（倍） |
38.04 |
38.85 |
38.04 |
38.85 |
22.14 |
18.80 |
17.90 |
17.78 |
| A(db) |
31.60 |
31.79 |
31.60 |
31.79 |
26.90 |
25.48 |
25.06 |
25.00 |
| Zo（Ω） |
4.61 |
0.49 |
2.30 |
0.24 |
2.48 |
0.49 |
2.48 |
0.49 |
|
CNF MAX |
VNF MAX |
CNF MAX |
VNF MAX |
CNF MAX |
VNF MAX |
CNF MAX |
VNF MAX |
Ｎｏ－１４４の定数では、なんと金田先生のＮｏ－１４４オリジナルの実測データに極めて近い数値となった。
ので、まあ計算手法は間違っていないのかな、とも思うが、自分の測定ではそのような結果が得られない（＾＾；
Ｋ先生の測定法はどういう手法なのだろう・・・かしら
|
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
| a |
100 |
100 |
100 |
100 |
100 |
100 |
100 |
100 |
| b |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
3900 |
| c |
8 |
8 |
8 |
8 |
8 |
8 |
8 |
8 |
| d |
0.47 |
0.47 |
0.68 |
0.68 |
0.22 |
0.22 |
0.22 |
0.22 |
| e |
1000 |
0 |
1000 |
0 |
2000 |
2800 |
3000 |
3200 |
| f |
2200 |
3200 |
2200 |
3200 |
1200 |
400 |
200 |
0 |
| A（倍） |
26.87 |
36.47 |
21.56 |
34.68 |
37.26 |
36.66 |
36.51 |
36.36 |
| A(db) |
28.59 |
31.24 |
26.67 |
30.80 |
31.42 |
31.28 |
31.25 |
31.21 |
| Zo（Ω） |
9.85 |
1.04 |
14.24 |
1.51 |
15.60 |
63.93 |
136.36 |
131900.00 |
１～４はｄ、即ち電流検出抵抗を変えた場合の変化をみようとしたもの。Ｚｏは、大体ｄに比例することが分かる。
が、Ｚｏを大きくしたいのであれば、ｄを変えるより、ｅ，ｆの比率を逆転させてｆを小さくする方がよっぽど手っ取り早い。ということが分かるのが５～８。
ｅを大きくしてその分ｆを小さくしていくとＺｏはどんどん大きくなり、８の状態（ｅ＝３．２ｋΩ、ｆ＝０Ω）ではＫ式ＤＣアンプも出力インピーダンス１３２ｋΩの完璧な電流出力アンプになることが分かる。
Ｋ式では「実際のパワーアンプではＺｏをＺｌ（スピーカーのインピーダンス）以上にすることは滅多にない」ということでそういう状態にはならないよう２．２ＫΩの電流帰還制限抵抗が挿入されているわけだ。
別に自分の責任でやる分には問題ないので、２．２ｋΩを小さくして、最近はやり（か？）の電流出力アンプとはどんなものか試してみるのもよいかも知れない。が、現実には発振等への留意も必要となるもよう・・・で、別にお勧めしている訳ではない。なお、私はやらない（＾＾；
（２００２年５月３１日）
その５（Ｖ－ＦＥＴ完全対称型パワーアンプのＺｏ）
Ｖ－ＦＥＴ完全対称型パワーアンプについてはまだやることが終わっておらず製作途上にある。が、既に日々常用してしまっている。これはＶ－ＦＥＴを飛ばしてしまえば終わりのアンプだ。そうならないうちにここで恒例の出力インピーダンスの測定をしておこう。
測定手法は、上の“その４”にあるとおりだ。
測定結果はこう。
| 測定アンプ |
|
|
Ｖｏ（Ｖ：１６Ω） |
Ｖｏ（Ｖ：８Ω） |
出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ（Ω） |
| V-FET |
CNF MAX |
L |
4 |
3.2 |
5.333 |
|
VNF MAX |
L |
4 |
3.75 |
1.143 |
| V-FET(MFBなし） |
|
|
4 |
3.9 |
0.421 |
ＶＮＦ ＭＡＸ時でも１Ω以上の出力インピーダンスになっている。が、その要因は基本的には電流検出抵抗（ｄ）に０．４７Ωを使っていることにある。
理論計算では、
|
V-FET |
| a（Ω） |
220 |
220 |
| b（〃） |
3900 |
3900 |
| c（〃） |
8 |
8 |
| d（〃） |
0.47 |
0.47 |
| e（〃） |
1000 |
0 |
| f（〃） |
2200 |
3200 |
|
|
| A（倍） |
17.45 |
17.65 |
| A(db) |
24.84 |
24.93 |
| Zo（Ω） |
5.30 |
1.04 |
|
CNF MAX |
VNF MAX |
となって、今回は理論値と実測値が実にぴったりなのだ。
これはこれまで製作した他の完全対称型パワーアンプにはなかったこと。
多分その原因は、Ｖ－ＦＥＴアンプのオープンゲイン時の出力インピーダンス（上の図８の１点で）が比較的低く、理論計算の条件に近いからだろう。２ＳＫ６０の特性図からするとオープンゲイン時の出力インピーダンスは１６Ω程度だろうか。ＭＯＳやＴＲを起用した完全対称型アンプと比べれば多分１桁は小さい出力インピーダンスだろう。その違いが計算値と実測値との一致や乖離となって現れるものと思われる。
さて、製作の過程でＶ－ＦＥＴアンプにＭＦＢ回路を取り付ける前に同様の手法で測った出力インピーダンスは０．４２１Ωだった。
仮にオープンゲイン時の出力インピーダンスを１６Ωだと仮定すれば３２ｄｂ程度のＮＦＢがかかっていることになろうか。クローズドゲイン設定は２５ｄｂだから、このＶ－ＦＥＴアンプのオープンゲインは５７ｄｂ程度だという感じになる。
果たしてどうだろう。
（２００３年１月３日）
