私のオーディオのページ不完全対称型DCパワーアンプ兼パワーＩＶＣをＳｔｕｄｙする　

バッテリードライブ

不完全対称型DCパワーアンプをＳｔｕｄｙする

・時来たれり。・故に、我が電池式GOAパワーアンプその２とその３が解体の仕儀となった。・が、そのまま捨ててしまうのも忍びない。・ので、可能な部品をリユースし新しくバッテリードライブパワーアンプを組んでみることにした。・まぁ、こんな感じ。

・要すれば組み直し？・なのだが、多少の見直しをする。・初段の動作点は１ｍＡとする。いにしえには０．３ｍＡが決まりだったがやはりちょっと窒息しそう。なので増やした。GOAも最終段階ではもっと流したし。幸い使われていたＦＤ１８４１と２Ｎ３９５４のＩｄｓｓを改めて測定してみたら２ｍＡをやや超えている。ちょうど良い。のでリユースする。・初段のカスコード回路は省略する。いにしえには必要という決まりだったのだが、今は電源電圧が低いので必要ないということになったようだ。・２段目差動アンプの動作点は変えない。それぞれ３．３ｍＡ程度なので、想定出力からして４Ω負荷でも終段への電流供給能力的に不足はない。・終段は、いにしえには出力トランジスタのエミッタに抵抗を入れない決まりであったが、それで終段が熱暴走したりすることもあった。ので０．２２Ωを入れ、併せて電流制限の保護回路も加える。・半固定抵抗もＧＯＡ時代には御法度だったが、今は緩やかになっている。ので勿論使う。その方が大幅に楽。・仕上がりゲインは２２倍とする。この辺は自分の環境での使い勝手。・そして最後に、最も重要な決まりであったＧＯＡ抵抗。これも止める。だから、このアンプはＧＯＡではない。・不完全対称型である。

・何が不完全対称型なのか？・その辺、シミュレーターで占う。・今回は、終段素子のアイドリング電流を６５ｍＡ付近に揃えてシミュレートする。・先ずは利得－周波数特性。・負荷４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωそして５０ｋΩ（負荷なしに相当）の場合のパラメトリック解析。
・最初にGOA型

・オープンゲイン（赤）、従ってループゲイン（青）は負荷の抵抗値にかかわらずほぼ一定である。ループゲインはほぼオーバーオールNFB量に等しいので、要するにオーバーオールＮＦＢ量は、負荷の抵抗値にかかわらずほぼ一定である。・また、オープンゲイン（赤）がＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定であり、このためオーバーオールNFB量もＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定になる。・ＧＯＡ導入の当初の趣旨は、電源電圧変動の影響を受けないということだったと記憶しているが、最終的にはＧＯＡの特徴はこの２点に集約される。まぁ、抵抗負荷２段差動アンプの場合もそうかな。（＾＾；
・次に普通型

・ＧＯＡを実現するためのＧＯＡ抵抗Ｒ１３を取り去ってしまうとＧＯＡではなく普通のアンプになる。・この場合、ゲインを生み出す２段目差動アンプの負荷が、カスコード回路の出力抵抗、カレントミラーの出力抵抗、そして終段ダーリントンエミッタフォロアの入力抵抗の並列合成値と大きいものになるので、オープンゲインは低域において大きくなる。負荷４Ωで７２ｄＢ程度、負荷８Ωで７７ｄＢ程度、負荷１６Ωで８２ｄＢ程度、負荷３２Ωで８６ｄＢ程度、負荷６４Ωで８９ｄＢ程度、無負荷では９４ｄＢ程度である。高域は初段ＦＥＴのｇｍと２段目に入っている位相補正Ｃのミラー効果で決まるので、ＧＯＡの場合と同じだ。・結果、ＧＯＡの特徴は２つとも失われる。
・次は完全対称型

・完全対称型は、ＧＯＡと連続性はなく、はっきり言うとＧＯＡを否定したものである。・のは、この特性図を見れば明らかで、オーバーオールＮＦＢ量は、負荷の抵抗値に応じて増減するし、オーバーオールNFB量も負荷によってＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定ではなくなる。しかも、オーバーオールＮＦＢ量が負荷の抵抗値に応じて増減することを“速度型モーショナルフィードバック効果”（以下、モーショナルフィードバックと略す。）として、終段のローカルＮＦＢによる過剰ＮＦＢの排除とともに、ＧＯＡより完全対称型の音が良い理由とされている。・オープンゲイン（赤）は、低域において負荷４Ωで５２ｄＢ程度、負荷８Ωで５８ｄＢ程度、負荷１６Ωで６４ｄＢ程度、負荷３２Ωで６９ｄＢ程度、負荷６４Ωで７４ｄＢ程度、無負荷では８５ｄＢ程度である。負荷の４Ωから６４Ωまでの１６倍（２４ｄＢ）の増加に対しオープンゲインの増加は２２ｄＢであるが、これが完全対称型の特徴となっているモーショナルフィードバックをもたらす特性である。
・ここでちょっと一つ前の普通型に戻るのだが、その特性は、ＧＯＡからＧＯＡ抵抗を取り去っただけの普通型にもしっかり現れている。・完全対称型も普通型もともにＧＯＡを否定したものであるから、特性がある種似てくるのも当然か。・結果、この普通型でもモーショナルフィードバックはしっかり掛かる。・勿論、オープンゲイン（赤）やループゲイン（青）が水平に移行する利得がやや大きいし、負荷に応じる利得の増減が、負荷の４Ωから６４Ωまでの１６倍（２４ｄＢ）の増加に対して１７ｄＢとやや少ない、という違いはある。・が、これだけあれば単なる程度問題だと思えるし、完全対称型の音をもたらすものとしてモーショナルフィードバックの効果が大きいのであれば、普通型でも良いのではないかなぁ。（＾＾；
・そして不完全対称型

・不完全対称型はＧＯＡ型のＧＯＡ抵抗の接続先をアースから完全対称型のようにアンプ出力点に変えただけのものである。しかも、その抵抗値でオープンゲインが水平になる利得を調整できる。・結果、その特性は完全対称型にうりふたつ。・オープンゲインは低域において、負荷４Ωで５５ｄＢ程度、負荷８Ωで６１ｄＢ程度、負荷１６Ωで６７ｄＢ程度、負荷３２Ωで７３ｄＢ程度、負荷６４Ωで７８ｄＢ程度、無負荷では９１ｄＢ程度であるから、負荷の４Ωから６４Ωまでの１６倍（２４ｄＢ）の増加に対しオープンゲインの増加は２３ｄＢであり、極めてリニアにいわゆるモーショナルフィードバックが掛かる特性になっている。この場合、上の完全対称型より理想的特性だ。・が、コンプリメンタリ素子の特性は非対称であるから、同種素子で構成する完全対称型のような対称動作はしない。ということになっている。・ので、不完全対称型。

・その辺定量的にはどうか？・ということを次にＦＦＴで少しばかり推測する。・まずは、電源電圧±１５Ｖ、負荷８Ωで出力１Ｖr.p.m（０．０６５５V入力）の場合。基本周波数は１ｋＨｚである。
・GOA型

・Total Harmonic Distortion:0.016656% ・最もオーバーオールNFB量が少ないのに歪率はこの中では最小である。また、高調波は、高次へ向け素直に逓減している。・師おっしゃったとおり、終段エミッタフォロアのドライブ条件が良いということだろうか。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.017265% ・オーバーオールNFB量が多いのに歪率はGOA型より多少大きい。・のは、やはり終段のドライブ条件の問題と解すべきか。あるいは、ローカルNFBの方がオーバーオールNFBより質が良いためである、と解すべきか。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.027693% ・歪率はこの中では一番大きいと出た。が、まぁ、ＮＦＢ量（ローカルＮＦＢも含めて）の問題かな。・が、高調波が高次に向けて逓減する中で、２次及び４次の偶数次高調波が押さえられているという感じはする。特に２次はＧＯＡ型及び普通型以下だ。が、逆に３次、５次高調波が大きく、結果トータルの歪率が悪くなっている。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.027527% ・歪率は完全対称型とほぼ同じであるが、僅かに小さい。比較すると、２次、４次は完全対称型より大きく、逆に３次、５次が小さい。・悪くはないのでは。（＾＾；

・出力をもっと大きくしてみる。・負荷は８Ωと同じだが、出力は１0Ｖr.p.m（０．６５５V入力）とする。出力１２．５Ｗとなる。電源電圧が±１５Ｖでは飽和するのでここでは±２０Ｖに上げる。基本周波数は１ｋＨｚと同じである。
・GOA型

・Total Harmonic Distortion:0.054500% ・出力が大きいので、高調波はかなり増加する。・で、特徴的なのは、高調波が高次に向けて逓減する中で、奇数次高調波が比較的に小さく押さえられていることである。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.042227% ・この場合歪率はGOA型より小さくなった。・高調波が高次に向けて逓減する中で、奇数次高調波が小さく押さえられているのはＧＯＡ型と同じだ。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.028032% ・完全対称型の面目躍如か。この大出力では今回の４種の中で最低の歪率となった。・ＦＦＴの結果を見るとちょっと信じがたい気もするが、それは２次、４次、６次の偶数次高調波がＧＯＡ型や普通型に比して低いことによるものだ。・が、高次の奇数次高調波が比較的に大きい。ここは上の二つとは実に対照的だ。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.062518% ・歪率はやはりこの中では一番大きい。この辺はやはり終段がコンプリ素子であるが故か。が、この程度に収まるのなら悪くはないのではなかろうか。・高次の奇数次高調波が比較的に大きいのは完全対称型と同じであるが、完全対称型に比すと２次，４次といった低次偶数次高調波の低減が今ひとつであるところにコンプリの限界が現れている、と言えるかも知れない。・なので、不完全対称型。

・と、妖しい占いをしているうちに基板類が出来上がってきた。




・が、ケース加工には時間が掛かる。・ので、それを待つ間、しばしまた妖しいシミュレーター占いをする。（爆）

・何事もそうだが、検証には多数のデータが必要だ。・から、今度はトランジスタを全て現行で入手可能なものとしてみる。・まずは、上と同様に電源電圧±１５Ｖ、負荷８Ωで出力１Ｖr.p.m（０．０６５５V入力）の場合。基本周波数は１ｋＨｚ。終段のアイドリング電流はこの場合も６５ｍＡ程度に揃える。
・最初にGOA型

・Total Harmonic Distortion:0.001683% ・素子、すなわちデバイスモデルが異なるだけなのに歪みが１／１０になった。オープンゲインが２０ｄＢ増えた？いいえ、殆ど同じです。何ともシミュレーションとは妖しいものだ。（爆）（＾＾；・上の場合と違って、２次、４次高調波が小さく、３次、５次高調波の方が大きいという、まぁ、こちらの方が正しいのではないかという結果である。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.000836% ・上の場合とは違って、ＧＯＡ型より普通型の方が低歪みになった。まぁ、理屈としてはこの方が正しいかな。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.023355% ・う～む。。。この場合は、ＧＯＡ型や普通型の１４倍～２８倍の歪みという結果だ。。。・対称動作により２次、４次の偶数次高調波が抑えられ、３次、５次の奇数次高調波の方が大きくなるのは理屈だろうと思うが、ローカルＮＦＢを含めたトータルＮＦＢ量の差によるものとしても、ちょっとレベルが大きいか。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.007246% ・これもＧＯＡ型や普通型素子より歪みは多いが、なんと、完全対称型より歪みが小さくその１／３だ。・高調波の分布状態は完全対称型に似ているが、完全対称型より低歪みになるとはこれ如何に？



・次に出力を１0Ｖr.p.m（０．６５５V入力）とし、出力１２．５Ｗの大出力時を観る。・電源電圧が±１５Ｖでは飽和するので±２０Ｖに上げ、基本周波数が１ｋＨｚであるのは同じ。
・GOA型

・Total Harmonic Distortion:0.037104% ・２次、４次が良く押さえられ、３次、５次高調波が大きいのはそれらしい感じだ。が、３次高調波が大きいためにトータル歪率が悪くなっている。・また、１０次以上の奇数次高調波が相対的に大きく出てきた。が、まぁ、－１２０ｄＢ以下だからいいか。（＾＾；
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.014993% ・全体的にＧＯＡ型のレベルを少し下げたという感じだが、よく見ると２次から５次では３次高調波のみが小さくなっている。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.023472% ・２次、３次のレベルがＧＯＡ型より小さく、トータルの歪率としてはＧＯＡ型以下である。完全対称型は大出力ほど真価を発揮するようだ。良いのでは。（＾＾）・が、やはり１０次付近以上の奇数次高調波が多いのは上で観た完全対称型と同じだ。マイナス１００ｄＢ程度の世界ではあるが、これはやはり完全対称型の特徴か。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.016596% ・なんと、完全対称型よりも低歪率である。・高次高調波の出方などはやはり完全対称型に似ているが、全体的にレベルが下がってこの結果だ。・これが本当なら実に悪くないかも。（＾＾）・なのだが、これでは不完全対称型と言えなくなってしまうかな。（爆）（＾＾；



・という、ちょっと不埒な結果であるので（＾＾；、もう少し妖しいシミュレーター占いをする。・趣向を変えてＭＯＳはどうか。・なので、おなじみのＭＯＳ。・これらのＭＯＳは飽和電圧が大きい。ということもあり電源電圧は最初から±２５Ｖとする。終段のアイドリング電流はこの場合も６５ｍＡ程度に揃えてみる。・最初に利得－周波数特性。・負荷４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωそして５０ｋΩ（負荷なしに相当）の場合のパラメトリック解析。
・ＧＯＡ型

・オープンゲイン（赤）、従ってループゲイン（青）は負荷の抵抗値にかかわらずほぼ一定であり、また、オープンゲイン（赤）がＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定で、このためオーバーオールNFB量もＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定になる。・この辺は当然上のトランジスタによるＧＯＡ型と同じであるが、ＧＯＡ抵抗値が５．６ｋΩでオープンゲインも上のトランジスタによるものと殆ど同じになっている。上手く設計されている。と、今更に感じる。（＾＾；
・普通型

・ＭＯＳ（というかＦＥＴ全般）はその負荷に関わらず高い入力インピーダンスを保つので、この場合負荷に関わらず低域は１００ｄＢ以上の利得になる。グラフでは明らかでないがこの場合のｆｃは１００Ｈｚ程度である。オペアンプのようなワイドラー特性だ。・したがってＭＯＳの場合は、普通型でモーショナルフィードバックをもたらすような特性にはならない。
・完全対称型

・終段のアイドリング電流が６５ｍＡ程度のこの場合、終段ＭＯＳのゲート抵抗を３ｋΩとすることにより８Ω負荷で上のＧＯＡ型と同程度のオープンゲイン（赤）となった、・負荷４Ωから６４Ωの１６倍（２４ｄＢ）の変化に対して、低域でオープンゲインも２４ｄＢ変化しており、極めてリニアにモーショナルフィードバックが掛かる特性である。
・不完全対称型

・トランジスタによる場合もそうだが、この場合のように初段、２段、終段の構成が同じであれば、不完全対称型にするための抵抗（ここではＲ５）の値を完全対称型の終段ゲート（or　ベース）抵抗の１／２にすると、その利得－周波数特性は完全対称型に一致するものになる。・すなわち、その抵抗値で２段目までの利得が決まるのは完全対称型も不完全対称型も同じ。その抵抗値で終段の利得が変わるものではないのも同じ。で、不完全対称型はＰＰでその抵抗をドライブするので、完全対称型の場合の半分の抵抗値になる。・のは、理屈。・で、シミュレーションでもそのようになっている。



・要は動作は同じ。ということなのだが、片や同極性素子を同極性素子でシングルドライブするのに対して、片や異極性コンプリ素子をカレントミラー折り返しプッシュプルドライブするという違いがある。・その優劣は当然歪み特性に表れる。ということなのだが、このＭＯＳの場合はどうか。
・ＧＯＡ型

・Total Harmonic Distortion:0.009683% ・上の現行で入手可能なトランジスタで構成したGOA型よりは歪みは大きい。が、まぁ絶対値としては十分に小さい。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.001097% ・トータルNFB量が増えて、素直に歪みも小さくなった。という感じである。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.003338% ・やはりさすがに完全対称型というべきか。GOA型の１／３の歪率である。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.037201% ・やはり不完全対称型というべきか。（＾＾；　完全対称型の１０倍以上の歪率である。・と言っても、絶対値としては十分に小さいだろう。



・次に出力を１0Ｖr.p.m（０．６５５V入力）とし、出力１２．５Ｗの大出力時を観る。
・ＧＯＡ型

・Total Harmonic Distortion:0.032227% ・さすがに歪みは大きくなる。し、かなり高次まで高調波がだらだらと続いているが、低次ではやはり偶数次の歪みが小さく、奇数次の歪みが大きい。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.006483% ・GOA型と変わらずだが、NFB量の多くなる低域でそれなりに歪みが小さくなったという感じだ。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.141840% ・う～む。小出力の時とは打って変わってGOA型の４．４倍の歪率である。その理由は奇数次高調波のレベルが高いためということが分かる。それが何故かは明確ではないが、ＭＯＳなので終段のアイドリング電流が足りないのかもしれない。・と、上のトランジスタによる場合とは真逆な結果になってしまった。（＾＾；
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.145094% ・う～む。こちらも相変わらず良くない。が、完全対称型と殆ど同じ歪率である。・この結果からすれば、不完全対称型が完全対称型に著しく劣るということではないが。。。



・ところで、同程度のオープンゲイン、すなわちＮＦＢ量なのにＭＯＳの完全対称型と不完全対称型の歪みがトランジスタによるものより一桁大きいのは気になる。・この辺、終段ＭＯＳなので、そのアイドリング電流のせいでもあるのではないか。と思えるので、それを２００ｍＡ程度にした場合で確認しておく。・まずは、完全対称型。

・Total Harmonic Distortion:0.039543% ・やはり歪率は１／３．６となって、小数点以下第二位まで下がった。終段のアイドリング電流を増やすことにより終段の利得が４ｄＢほど増えＮＦＢ量もそれだけ増えているのだが、それを勘案しても大きな歪みの減少率である。やはり、ＭＯＳはＴＲ以上にアイドリング電流が必要のようだ。・が、ＧＯＡ型で同じことをやると、Total Harmonic Distortion:0.008222%とＧＯＡ型の歪低減率は１／３．９となる。ＭＯＳの場合、上のトランジスタの場合のように、大出力時の歪みがＧＯＡ型より完全対称型や不完全対称型が小さくなるという結果にはなっていないことには変わりはない。
・次に、不完全対称型。・こちらも終段アイドリング電流を２００ｍＡ程度に設定する。・そうすると、これも完全対称型と同様に終段の利得が４ｄＢほど増え、ＮＦＢ量もそれだけ増える。

・Total Harmonic Distortion:0.050241% ・歪みの低減は１／２．９に止まったが、ＮＦＢ量の増加割合以上の低減率であることに変わりはない。・が、小数点以下第二位まで下がったし、ＭＯＳの場合もこの程度に収まるのなら悪くはなかろうて。・で、やはり不完全対称型という名前で良さそう。（＾＾；

・と、シミュレーターで遊んでるうちにケーシングも終了したようだ。・ので、検証には多数のデータが必要だが、この辺で打ち止めとする。（爆）（＾＾；


・ケースはタカチのHY７０－３３－２３ＳＳ。・前面、背面パネル上側フランジに、１ｍｍ厚１５ｍｍ×１５ｍｍのＬ字アングルで４本の桟を渡し、ステレオ分を組んだアンプ部基板ＡＴ－１Ｗを２枚吊り下げている。すなわち、これで２ＷＡＹマルチ対応のステレオ２台分である。・終段トランジスタは、放熱器構造のサイドパネルにタップを切って密着させた３ｍｍ厚４０ｍｍ×４０ｍｍのＬ字アルミアングルに取り付けてある。バイアス発生回路もこのアルミアングルに取り付け、そのトランジスタ２ＳＣ１７７５Ａは終段トランジスタに接着してある。・また、前面パネル上側フランジに保護回路基板とバッテリーチェック基板を、同下側フランジには出力ＤＣ検出基板をそれぞれ取り付け、Ｎｏ－２０９で言うところの一体型としている。・前面パネル正面は、左右にそれぞれのステレオアンプの動作オンオフスイッチと動作インジケーターとしてのエメラルドグリーンＬＥＤ、そしてその内側向かって左側が保護回路動作インジケーターの赤色ＬＥＤ、右側が電源パイロットランプ機能を兼ねさせたバッテリーチェックのインジケーター２色ＬＥＤである。２色ＬＥＤはバッテリー正常時に緑（こうしてみると黄色に近い）でバッテリー電圧低下時に赤となる。電源パイロットランプ機能を兼ねさせるので、バッテリー電圧低下時にＬＥＤが消えてしまうのはまずいのでこうしたもの。・要するにバッテリー自体のオンオフスイッチは取り付けていない。ので、バッテリーの消耗が気になる場合は、アンプを使わない間は昔の電池式時代のようにバッテリーは背面パネルのコネクタから抜いておくことになる。・なお、インスタントレタリングも市場から消えてしまったので、文字の入らないのっぺらぼうである。（爆）




・と、組み上がったので、動作チェックと位相補正コンデンサーの調整のため、方形波応答を確認する。・位相補正コンデンサーの容量候補は１０ｐＦと２０ｐＦ。・出力が大きいほどアラが出やすいようなので、入力±０．４２３Ｖ（ピークｔｏピーク０．８４６Ｖ）、したがって出力±１０Ｖ（ピークtoピーク２０Ｖ）で観る。ほぼ最大出力である。・なお、写真は全て下が入力波形で上が出力応答波形。
・最初に無負荷状態。
１０ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１０ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ　２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

１００ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・次に８Ω抵抗を負荷とした場合。
１０ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１０ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

１００ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・抵抗のインダクタンス成分のせいか容量成分のせいか、８Ω抵抗を負荷とした場合の方形波応答が乱れる。・が、正弦波なら１ＭＨｚでも応答に乱れはない。まぁ、入力信号波形まで乱れているところをみると、観測の仕方に問題がある可能性もあるので、動作に問題がある訳ではないだろう。だめ？（＾＾；・位相補正容量については、１０ｐＦでも２０ｐＦでも方形波応答にオーバーシュートがある。勿論２０ｐＦの方がその程度は小さい。・近頃はこの辺全く教えがないが、遙かいにしえの教本では、この場合のようにオーバーシュートが１波程度あるように調整するのが妥当であるとされていた。・ので、大体この辺で良いか。・で、どちらが良いかは最終的に音を聴いて決める。・のだが、あまり違いが分からない。（爆）　ので、２０ｐＦにしようかな。（＾＾；

・ところで、参考までに私のＮｏ－２０９（もどき）ではどうか。・今回の不完全対称型になるべく合わせるということでゲイン設定をＭＡＸ（クローズドゲイン２１．９ｄＢ）にした場合。・なお、念のためだが、こういう高速な信号をパワーアンプに入れると、先生が同じ遙かいにしえの教本で解析されている、ドライバー段による終段の電極間容量に蓄積した電荷の放電速度が間に合わなくなることによる終段のバイアスの増加、その他の理由によって、終段のアイドリング電流が急増して終段トランジスタが熱暴走を起こす可能性がある。ので十分注意しないといけない。・特に完全対称型ではこれはやらない方が吉かも。（＾＾；
１０ｋＨｚ　無負荷２０ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　無負荷２ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div

１０ｋＨｚ　負荷８Ω ２０ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　負荷８Ω ２ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div

	破綻？（＾＾；
・と、言うわけで回路はこう。要するにアンプ部以外はほぼＮｏ－２０９そのもの。（＾＾；

・で、その音。・なのだが、そもそも不完全なものであるからそんなに良いはずはない。・確かに他に比して劇的に変わった、というようなものではない。要するにソースそれなりである。・が、ソースが良いと、鳥肌が立ってジーンとなり、涙がこぼれんほどに感動してしまう。演奏者が心を込めて演奏している様がありありと伝わってくるのだ。・私としてはこのアンプ、生かしておくことにした。（＾＾）

不完全対称型。その名に偽りなし。（＾＾；

・といったところで、夏休みの研究と工作。終了。

２０１０年８月２０日

バッテリードライブ

不完全対称型DCパワーアンプ兼パワーＩＶＣをＳｔｕｄｙする

復活

・１０年ぶり。・作って２年足らずで電流入力方式のパワーＩＶＣに母屋を取られ、ついにはパワーＩＶＣの部品取りとして解体とされてしまったバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ。・１０年ぶりに復活。・これに伴って、今度はバッテリードライブパワーＩＶＣを解体し母屋を返してもらう。・アンプも整理すべき。増やさない。
・復活に当たってやや回路を見直す。

・２段目差動アンプのカスコード回路のベース電位を、ＨＺ３Ｂ１に代えて１Ｓ１５８８×３個で設定することとした。最大出力を少しでも大きくするため。・終段、２ＳＡ６４９と２ＳＤ２１８（シミュレーションでは２ＳＡ１９４３と２ＳＣ５２００で代用）のアイドリング電流は１２ｍＡ程度とした。右のシミュレーション回路でも終段のアイドリング電流は１２ｍＡ程度となっている。・この辺は、３０年前の電池式ＧＯＡパワーアンプの設定。・が、昔のGOA時代はFETはバイポーラTRより音が悪く、よって初段カスコード回路にもバイポーラTRを用いるべきところだが、何気にFETを使用した。また、ＧＯＡなら右図のＲ１３＝５．６ｋΩはアースに落とすのだが、これを出力に落として不完全対称型とする。・そして、その抵抗値、１０年前は６８０Ωだったのだが、５．６ｋΩとした。・終段のアイドリング電流が１２ｍＡ程度であると終段のゲインが小さくなるためもあるが、全体のオープンゲイン設定をやや大きくした。・位相補正のＣ１は１０ｐＦだったが、５ｐＦとした。これで十分。・なお、いにしえの１０W型電池式GOAパワーアンプは、終段TRにエミッタ抵抗も付けず、放熱器も付けないという、突き詰めた構成だったが、それで熱暴走の洗礼も受けた。ので、エミッタ抵抗も付け、放熱器も用いる。
・そのゲイン-周波数特性。・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。・緑のクローズドゲインは負荷にかかわらず２６．７ｄＢ程度。・オープンゲインは、負荷４Ω時６０．９ｄＢ、８Ω時６６．７ｄＢ、１６Ω時７２．３ｄＢ、３２Ω時７７．６５ｄＢ、６４Ω時８２．４ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時９３．６４ｄＢ。・と、完全対称型でいうモーショナルフィードバックはこの“不完全対称型”でも掛かる。が、これで完全対称型になるわけではない。・不完全対称型。
＊間違ってMPC74が方向性反対に付いています。後で直しました。
・方形波応答を観る。・入力は±０．５Ｖｐ－ｐ　１０ｋＨｚ方形波。
・大変綺麗。

・歪率を観る。
・１ｋＨｚと１０ｋＨｚの歪率の差が少ない。１００ｋHzについてはそれらの４倍程度の歪率となっている。ループゲインは８Ω負荷の際には１００ｋHzで１０ｋHzより１５ｄB程度少ない、即ち１／６程度なので、歪率は６倍程度になるのが理屈であるが、４倍程度に収まっている、のは良い結果だ。・最大出力まで歪率が直線的に推移している。・終段アイドリング電流が１２ｍＡ程度とまさにＢ級アンプなのがかつての電池式ＧＯＡパワーアンプ。これもその末裔。・最大出力は、１ｋHzと１０Khzで見れば歪率０．１％以下とすれば８Ｗ。１％以下を許容すれば１０Ｗ。１００ｋHzで見れば１％以下を許容すれば１０W。
＊間違ってMPC74が方向性反対に付いています。後で直しました。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で７６．３ｍΩ。・縦軸のスケールの関係で１０ｋＨｚから１００ｋＨｚに向けて急上昇するように見えるが、１００ｋＨｚでも１５０ｍΩ程度。・オープンゲインが１０ｋＨｚ程度以上で低下するのでこうなるのは当然。
・ステレオ２台分なので、配線作業はなかなかに疲れる。・４チャンネルとも出力オフセットと終段アイドリング電流を調整。・出力DC検出基板からのセンサー配線をアンプ出力につないで配線終了。・完成。

・早速音出し。・４５回転LPは、ダイナミックレンジが大きい故か柔らかく伸び伸びしている。・が、片面に収録できる曲数が少なく、とっかえひっかえは煩わしい。・その昔、レコードの音の情報量はテープの１／１０以下と先生が仰っていた。・まして、レコードの元になっている９６ｋHz２４Bitのデジタルマスターと同じものがそのまま聴ける時代に、そこから更に多数の工程を経て出来上がったレコードをカートリッジで再生することに意味はあるのか？・と思って聴くと、出てくる音はハイレゾにそう劣るものではない。・レコードの入れ物としての能力は案外高い。・カートリッジが発電して今まさに音が生み出されているが故の鮮度感。・あるいは脳の補正能力か。・美人だし美声だ。・声はそれなりに化粧しているが、それは当然。それで良い。・何気ない歌い方だが、飾らない歌声にかえって心を感じる。・案外ハイレゾのデジタルもレコード並みということかも知れない。・が、聴けるテープもテープ再生装置もないので分からない。



・ところで、バッテリードライブパワーＩＶＣを解体してしまったのだが、電流入力のパワーＩＶＣはどうするのか？
・こうしよう。

・復活したバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプの反転入力側を電流入力として、バッテリードライブ不完全対称型パワーＩＶＣとする。・要するにＫ式に同じ。
・そのゲイン-周波数特性をミドルブルック法で観る。

・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。・緑のクローズドゲインは負荷にかかわらず２６．７ｄＢ程度。・オープンゲインは、負荷４Ω時６０．９ｄＢ、８Ω時６６．７ｄＢ、１６Ω時７２．３６ｄＢ、３２Ω時７７．７ｄＢ、６４Ω時８２．４５ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時９３．８３ｄＢ。・と、不完全対称型パワーアンプと殆ど同じ。・なのは、同じ回路の非反転入力側と反転入力側から動作を測定したものなので、当たり前と言えば当たり前。逆に言えばミドルブルック法は正しい。
・方形波応答を観る。・入力は±１．６ｍＡｐ－ｐ　１０ｋＨｚ方形波。
・何故かオーバーシュートとアンダーシュートが出ている。・が、問題ない。
・このオーバーシュートとアンダーシュートの原因はＪ１のゲート抵抗のようだ。・これを取り去ってＪ１のゲートをアースに直接接続すれば、方形波応答はこうなる。
・大変綺麗。・ならば、何故ゲート抵抗を外さないのか？・後で分かる。
・歪率を観る。
・１ｋＨｚと１０ｋＨｚの歪率の差が少ない。１００ｋHzについてはそれらの６倍程度の歪率となっている。ループゲインは８Ω負荷の際には１００ｋHzで１０ｋHzより１５ｄB程度少ない、即ち１／６程度なので、歪率は６倍程度になるのが理屈である。が、パワーアンプの方は４倍程度に収まっているから、パワーＩＶＣ動作の方が歪率は悪いという結果だ。・最大出力まで歪率が直線的に推移している。・最大出力は、１Ｋｈｚと１０ｋＨｚで見れば歪率０．１％以下とすれば８Ｗ。１％以下を許容すれば１０Ｗ。１００ｋＨｚで見れば１％以下を許容すれば８Ｗ。・と、１００ｋＨｚについては多少違いがあるが、バッテリードライブ不完全対称型パワーアンプの場合とほぼ同じ。
・と、いうわけで、ステレオ２台分の内、１台分をバッテリードライブ不完全対称型パワーＩＶＣとする。

・のではなく、・一台で二役を果たせば、パワーアンプとパワーＩＶＣを別々に作る必要はない。・ので、バッテリードライブ不完全対称型パワーアンプからバッテリードライブパワーＩＶＣとなっていたものを、兼用型として統合する。・のが、ＴＲ１のゲート抵抗を取り除いてゲートをアースに落とさない理由。
・で、バッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。・回路は電源部も含めてこう。

・まず、オープンゲインを如何ほどにするかもあるが、・要点は帰還回路の定数設定。・パワーアンプとして使用する際は、そのゲインは右上図の（Ｒ６＋Ｒ５）／Ｒ５＝（６８００＋３３０）／３３０＝２１．６倍≒２６．７ｄＢとなる。・パワーＩＶＣとして使用する際は、トランスインピーダンスは右下図のＲ６＝６．８ｋΩなので、そのｇｍは６８００Ｓになる。・したがって、パワーアンプ動作で１Ｖ入力の際の出力電圧と同様の出力電圧をパワーIVC動作時に出力するために必要な入力電流は３．１８ｍAとなる。・この電源電圧では、正弦波で最大１２V程度しか出力出来ないので、パワーアンプ動作ではその際の入力電圧は０．５６V程度、パワーIVC動作では入力電流は１．７６ｍA程度となる。・丁度良いだろう。・今一つ。・パワーIVC動作では、前段の電流出力プリアンプや電流出力チャンネルフィルターの出力インピーダンスが、帰還回路の右下図であればR２０とパラとなるので、その出力インピーダンスが低いと、回路のループゲイン≒NFB量が小さく（少なく）なる。・K式では電流出力プリアンプでも出力インピーダンスは大体２ｋΩ程度以上になる設定なので、R２０を３３０Ωにしておけば、R２０と２ｋΩがパラになっても２８３Ω程度になるだけで、それほど大きな違いにはならない。・影響を少なくするためR２０を小さくするとＲ６も小さくしないといけないので、ｇｍが小さくなり同じ出力を得るためにはより大きな電流入力が必要になる。・Ｒ２０＝３３０Ωは丁度良いところだろう。・右下図のＲ２０に当たる抵抗を省略し、１００％帰還のボルテージフォロア動作させるパワーＩＶＣでは、前段につなぐ機器の出力インピーダンスがそのままR20となるので、つなぐ機器によりループゲイン≒ＮＦＢ量が変化し、下手をすると、入力ケーブルの容量や、入力あるいは出力につなぐ機器の状況で、あるいは入力オープンで発振したりするものになりかねない。・ＮＦＢ回路を外部に引き出すのだから注意しないと。・と、いうようなことを考えて、オープンゲインの設定や帰還回路の定数設定をする。


・完成したバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。・テクサンのインスタントレタリングがなくなって、ずっとのっぺらぼうのままにしていたが、今回の復活を機に顔を作ってみた。・LA4さんのブログで知ったexmouth_.ttfフォント（検索すると出てくる。Ｓｔｅｒｅｏ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　と　ＤＣ　のフォントとして使用）をダウンロードしてインストールし、Ｗｉｎｄｏｗｓの適当なフォントも使用して、A-ONEの転写シール透明タイプ（タトゥーシールとも言うらしい）にインクジェットプリンタで印刷し、転写シール記載の手順に従いアルミパネルに転写したあと、レタリング固定剤の代用としてホームセンターからつや消しクリアタイプのラッカースプレーを買ってきてスプレーしてみた。・出来は褒められたものではない。また耐久性も不明。が、まぁまぁかな。・これで入力ピンジャックのところでＶ-Ｉｎｐｕｔにつなげば電圧伝送パワーアンプ、Ｃ-Ｉｎｐuｔにつなげば電流伝送パワーＩＶＣ。・便利。

・私の簡素版無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの出力も、その出力をＶ－Ｉｎｐｕｔで受ければ電圧伝送で、Ｃ－Ｉｎｐｕｔで受ければ電流伝送で信号伝達され、このアンプで簡単にその音の違いの聴き比べが出来る。・簡素版無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの出力部分を分けて、電流伝送用には抵抗定数を変更し、電圧伝送と電流伝送それぞれ理想的な信号伝達を図るべきかとは思ったが、試しにそのままでＶ－Ｉｎｐｕｔ、Ｃ－Ｉｎｐｕｔにつなぎ変えながら聴いてみると、そのままで全然良い音がする。・ので、当面そのままでいいや。（＾＾；・で、音だが、・電圧伝送でも電流伝送でも、一番大事な情感がひしひしと伝わってくる。手前味噌だが、良いアンプだ。ＧＯＡ当時選び抜かれた素子と回路（勝手に不完全対称型にしているが）は伊達ではない。・で、電圧伝送から電流伝送に切り替えると、う～ん、こっちの方が良いかなぁ．．．・良い音楽、演奏、歌を聴くと鳥肌が立ちそうな感覚になることがあるのだが、電流伝送の方がそんな感じが来やすいような感じ。・ブラインドテストでは聞き分けられないかも知れないが。

・No-144改（４Ω対応）パワーアンプの電源と本体の間に割り入ったバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。・我が小部屋では１０Ｗばかりの最大出力でも十分な音量になるのだった。・その音も、No-144改（４Ω対応）パワーアンプの復帰の必要はなかったのではないか、と思わせる。・選び抜かれた素子と回路。本物。素晴らしい。

２０１９年６月２１日

久しぶりに

・半田ごてを握る。・右は、２ＳＣ１３９９。パワーアンプで使う分には２ＳＣ１４００。・ジャンクボックスに眠っていたので、滅びる前にこの世で働かせる。・８個必要だが７個しかない。ので、もう１個は使い回しの２ＳＣ１４００。下左端。
・初段カスコード回路の２ＳＫ１１７を２ＳＣ１３９９に置き換え。・だけで良いのだが、この際、他もちょっと弄りたくなる。・不完全対称用抵抗５．６ｋΩを１０ｋΩに置き換え。・位相補正用ＳＥコン５ｐＦを１０ｐＦに置き換え。

・で、回路はこう。・終段Ｑ８、Ｑ１０のアイドリング電流は１１ｍＡ程度。
・そのゲイン-周波数特性。・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。・緑のクローズドゲインは負荷にかかわらず２６．７ｄＢ程度。・オープンゲインは、負荷４Ω時６３．９ｄＢ、８Ω時６９．６ｄＢ、１６Ω時７５．８ｄＢ、３２Ω時８０．２ｄＢ、６４Ω時８４．６ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時９３．９ｄＢ。・ループゲインは、負荷４Ω時３７．２ｄＢ、８Ω時４２．９ｄＢ、１６Ω時４８．４ｄＢ、３２Ω時５３．５ｄＢ、６４Ω時５７．９ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時６７．２ｄＢ。・と、オープンゲイン及びループゲインは従前より３ｄB程度増加。・これは、不完全対称用抵抗を５．６ｋΩから１０ｋΩ、即ち１０／５．６＝１．７８６倍＝５．０４ｄB抵抗値を増やしたことによるものだが、終段の入力インピーダンスとパラレルだから、３ｄＢ程度となる。・TR ２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８パワーアンプ＆パワーＩＶＣでは、不完全対称用抵抗を取り去ったが、こちらには残しておこう。同じにするのも面白くない。
・方形波応答を観る。・入力は±０．５５Ｖｐ－ｐ　１００ｋＨｚ方形波。
・一番下が出力波形。当然どの負荷でも同じ波形。オーバーシュートもアンダーシュートもない綺麗な応答波形。・下から２番目が終段上下トランジスタのコレクタ電流値だが、方形波の立上り、立下り時に貫通電流が生じている。・上から２番目が、終段パワートランジスタのベース電流値の推移、一番上が終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値の推移。・終段上下トランジスタの貫通電流は、そのＣｏｂ等の充放電に遅れが生じるためで、終段上下トランジスタのベース－ベース間に１ｕＦのＣを挿入すれば解消する。
・終段上下トランジスタのベース－ベース間に１ｕＦのＣを挿入。
・貫通電流は消滅。・一番上に追加したＣ２に流れる電流を赤で表示してあるが、この電流によって終段のＣｏｂ等の充放電の遅れが解消され、下から２番目のとおり終段のコレクタ電流に上下貫通電流は生じない。大変綺麗な波形になる。・が、通常この方形波のような高周波がアンプに入力されることはないので、特にこのＣを入れておく必要はない。・TR ２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８パワーアンプ＆パワーＩＶＣでは、あって悪いことはないのでこのＣを入れておいたが、皆同じなのも面白くないので、こちらは入れないでおこう。
・出力インピーダンスを観る。
・低域で５３．５ｍΩ、１００ｋHzで２０４．５ｍΩ。
・歪率を観る。・リチウムイオン電池の容量は大きいので４Ω負荷にも対応するし、アンプ自体も４Ωで２０W出力に必要なピーク電流３．１６２Aは問題なく出力できる。ので、４Ω負荷の場合の歪率も観る。
１ｋＨｚと１０ｋＨｚの歪率の差が少ないが、１０ｋHzの歪率の方がやや大きい。１００ｋHzについてはそれらの５倍から８倍程度の歪率となっている。・ループゲイン≒NFB量は１００ｋHzで１０ｋHzより２０ｄB程度少ない、即ち１／１０程度なので、歪率は１０倍程度になるのが理屈である。が、それ以下に収まっている。・最大出力は、１ＫHｚと１０ｋＨｚで見れば負荷８Ωの場合、歪率０．１％以下で８Ｗ。１％以下を許容すれば１０Ｗ。１００ｋＨｚも１％以下を許容すれば１０Ｗ。・４Ω負荷では、１ＫHｚと１０ｋＨｚで見れば歪率０．１％程度以下で１６W、１００ｋＨｚについては１％以下を許容すれば１６W。・本当？・シミュレーション。信じてはいけない。・パワーＩＶＣ動作時の歪率については、ほぼ同じと思われるので、省略。
・全てのチャンネル作業終了。
・全てのチャンネル作業終了。
・回路はこう。

・音は？・もともと良いが、一層良くなったような気が、．．．
・これ以上はない。
・これ以上はない。

２０２３年９月１３日

その後

	10pF 横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は１Ｖ／ｄｉｖ
・１０ｋHZ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・輝線に何かまとわりついているが、観測環境のせいなのでそれは無視。・入力波形にまでオーバーシュート、アンダーシュートが出ているが、オシロのせいか、プローブの付け方が悪いのか、本来の入力波形にはない。・出力波形には立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが僅かに出ている。
	10pF 横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHZ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・入力波形にまでオーバーシュート、アンダーシュートが出て、リンギングもあるが、オシロのせいか、プローブの付け方が悪いのか、本来の入力波形には勿論ない。・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが僅かに出ているが、僅かに１波でリンギングもない。・これなら位相補正は適切。
・ＬＴｓｐｉｃｅで、この場合の１００ｋHZ方形波応答を占ってみよう。
・下が入力波形で上が出力波形。・実機の１００ｋＨｚ方形波応答にそっくりだ。・昔の教義での最も妥当な方形波応答になっている。・よって、位相補正は１０ｐＦで良い。
・参考のため、ＬＴｓｐｉｃｅで、位相補正Ｃ１＝１０ｐＦ、１１ｐＦ、１２ｐＦ、１３ｐ、１４ｐＦ、１５ｐＦ場合の１００ｋHZ方形波応答をパラメトリック解析で占ってみよう。
・結果、位相補正容量が増える程に、オーバーシュート、アンダーシュートは小さくなり、１２ｐＦ以上では、滑らかな肩特性になっている。・が、ちょっと見にくい。
・ので、横軸を広げてみる。・良く観ると、１２ｐＦでも多少のオーバーシュートとアンダーシュートがあるようだ。・１３ｐＦ、１４ｐＦ、１５ｐＦならば、滑らかな肩特性になることが分かる。・結論としては、教義に従い、位相補正は１０ｐＦのままとする。
	10pF 横軸20uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・今度は、デジタルオシロで観た１０ｋHZ方形波応答。・こちらは、上が入力波形で下が出力波形。・アナログブラウン管オシロと違って、輝線に何かまとわりついている感じはない。・出力波形には立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートがある。のは、古いアナログオシロスコープに同じ。・古いアナログオシロスコープも未だ使い物になると言うことだ。・が、軽いデジタルオシロスコープを使ってしまうと、重いアナログオシロスコープの出番はなくなってしまいそう。
	10pF 横軸2uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHZ方形波応答。・上が入力波形で下が出力波形。・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートがある。・実は、１波程度の小さなオーバーシュート、アンダーシュートが出るようにするのが良いと仰っていながら、いにしえの教書のAB級８０Wの１００ｋHz方形波応答写真では、これより立上り、立下りの角は丸まっている。・なので、シミュレーション結果からして、位相補正を１２ｐFにすると丁度教義に合う応答になるかも知れない。・が、私は耳が鋭敏ではないので、これまでの私の各パワーアンプ＆パワーＩＶＣのメンテナンスで、位相補正値で多少違った方形波応答のものを聴いてきたが、それによる音の違いは分からなかった。・幸せな耳なのだ。（爆）・音も、これ以上はない。ので、１０ｐＦのままとする。
	10pF 横軸20uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ８Ω
・参考までに、アンプ出力に８Ω抵抗を繋いだ場合の方形波応答を観てみる。・先ずは１０ｋHz方形波。・無負荷の場合と違って、立上り、立下りにリンギングがありそう。
	10pF 横軸2uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ　８Ω
・次に１００ｋHz方形波。・出力波形にはオーバーシュートとアンダーシュートの他に細かいリンギングがあるように見えるし、うねりと言うか周期の長いリンギングもある。・上の入力波形の方にまでリンギングが生じているようだ。何故か？出力から入力側にフィードバックがあるから？分からない。・他の私のパワーアンプ＆パワーＩＶＣでも、ほぼ同様だったが、これが良いのか悪いのか、不明。

・何も変化なしなので、音も変化なし。
・気持良い。・素晴らしい。

２０２３年１１月２４日

その後のその後

・ジャンクボックスを覗くと、SE３ｐFが所在なげに転がっている。・このまま滅びさせるのも忍びない。・滅びる前にこの世で活用しよう。・と、不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣの位相補正Cの１０ｐＦに３ｐＦをパラにし、合計１３ｐＦの位相補正としてみる。
	13pF 横軸20uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・結果、まず１０ｋＨｚ方形波応答。上が入力波形で下が出力波形。・多少のアンダーシュートがあるようにも見えるがどうか。
	13pF 横軸2uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋＨｚ方形波応答。・オーバーシュートもアンダーシュートもリンギングもないようだ。
	13pF 横軸1uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・横軸を倍に伸ばして観ても、この通り。
・こうなることは上のＬＴｓｐｉｃｅでの占いで分かっていたことだが、再度ＬＴｓｐｉｃｅで位相補正１３ｐＦの場合の１００ｋHz方形波応答を占う。
・結果は、実機での方形波応答にそっくり。
・いにしえの教本で、先生が方形波応答では１波のオーバーシュート、アンダーシュートがあるように調整するのが良い、と、仰っていた頃のパワーアンプは、抵抗負荷２段差動の、いわば最初期型のもので、右がそのＡＢ級８０Ｗパワーアンプ。
・その１００ｋＨｚ方形波応答をＬＴｓｐｉｃｅで占うとこう。・オーバーシュート、アンダーシュートは僅かにある感じになった。
・先生が、実機の方形波応答を写真に撮ったのが右。・左側がアンプ出力で、右側はＮＦＢ電圧を観たもの。・確かにオーバーシュートとアンダーシュートがあるが、それよりも、そもそも立上り、立下りのスピードがやや遅い。・第２世代のＧＯＡとなってからは、カスコードアンプやカレントミラー等が採用され、パワーアンプがより高速化されている。・私のこの不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣも位相補正を１３ｐFとしてオーバーシュート、アンダーシュートが無いようにしても、１００ｋHz方形波応答のとおり、これより高速だ。・より低速になると「つまらない音になる」と、このオーバーシュート、アンダーシュートを許容した理屈からすれば、そもそもこれより高速なら良いのでは。・と、解して、我が不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣの位相補正は１３ｐFとしよう。
・よって、全回路図はこう。・位相補正が１３ｐFになったのみ。


・毎度同じだが、位相補正を弄って、音は変わるか？・ユーミンのアルバムにも音の良いものがあるのだね。・薬師丸ひろ子のこれも良い。・結局音は良い。変わらない。

２０２３年１２月２１日

・時来たれり。・故に、我が電池式GOAパワーアンプその２とその３が解体の仕儀となった。・が、そのまま捨ててしまうのも忍びない。・ので、可能な部品をリユースし新しくバッテリードライブパワーアンプを組んでみることにした。・まぁ、こんな感じ。

・要すれば組み直し？・なのだが、多少の見直しをする。・初段の動作点は１ｍＡとする。いにしえには０．３ｍＡが決まりだったがやはりちょっと窒息しそう。なので増やした。GOAも最終段階ではもっと流したし。幸い使われていたＦＤ１８４１と２Ｎ３９５４のＩｄｓｓを改めて測定してみたら２ｍＡをやや超えている。ちょうど良い。のでリユースする。・初段のカスコード回路は省略する。いにしえには必要という決まりだったのだが、今は電源電圧が低いので必要ないということになったようだ。・２段目差動アンプの動作点は変えない。それぞれ３．３ｍＡ程度なので、想定出力からして４Ω負荷でも終段への電流供給能力的に不足はない。・終段は、いにしえには出力トランジスタのエミッタに抵抗を入れない決まりであったが、それで終段が熱暴走したりすることもあった。ので０．２２Ωを入れ、併せて電流制限の保護回路も加える。・半固定抵抗もＧＯＡ時代には御法度だったが、今は緩やかになっている。ので勿論使う。その方が大幅に楽。・仕上がりゲインは２２倍とする。この辺は自分の環境での使い勝手。・そして最後に、最も重要な決まりであったＧＯＡ抵抗。これも止める。だから、このアンプはＧＯＡではない。・不完全対称型である。

・何が不完全対称型なのか？・その辺、シミュレーターで占う。・今回は、終段素子のアイドリング電流を６５ｍＡ付近に揃えてシミュレートする。・先ずは利得－周波数特性。・負荷４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωそして５０ｋΩ（負荷なしに相当）の場合のパラメトリック解析。
・最初にGOA型

・オープンゲイン（赤）、従ってループゲイン（青）は負荷の抵抗値にかかわらずほぼ一定である。ループゲインはほぼオーバーオールNFB量に等しいので、要するにオーバーオールＮＦＢ量は、負荷の抵抗値にかかわらずほぼ一定である。・また、オープンゲイン（赤）がＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定であり、このためオーバーオールNFB量もＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定になる。・ＧＯＡ導入の当初の趣旨は、電源電圧変動の影響を受けないということだったと記憶しているが、最終的にはＧＯＡの特徴はこの２点に集約される。まぁ、抵抗負荷２段差動アンプの場合もそうかな。（＾＾；
・次に普通型

・ＧＯＡを実現するためのＧＯＡ抵抗Ｒ１３を取り去ってしまうとＧＯＡではなく普通のアンプになる。・この場合、ゲインを生み出す２段目差動アンプの負荷が、カスコード回路の出力抵抗、カレントミラーの出力抵抗、そして終段ダーリントンエミッタフォロアの入力抵抗の並列合成値と大きいものになるので、オープンゲインは低域において大きくなる。負荷４Ωで７２ｄＢ程度、負荷８Ωで７７ｄＢ程度、負荷１６Ωで８２ｄＢ程度、負荷３２Ωで８６ｄＢ程度、負荷６４Ωで８９ｄＢ程度、無負荷では９４ｄＢ程度である。高域は初段ＦＥＴのｇｍと２段目に入っている位相補正Ｃのミラー効果で決まるので、ＧＯＡの場合と同じだ。・結果、ＧＯＡの特徴は２つとも失われる。
・次は完全対称型

・完全対称型は、ＧＯＡと連続性はなく、はっきり言うとＧＯＡを否定したものである。・のは、この特性図を見れば明らかで、オーバーオールＮＦＢ量は、負荷の抵抗値に応じて増減するし、オーバーオールNFB量も負荷によってＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定ではなくなる。しかも、オーバーオールＮＦＢ量が負荷の抵抗値に応じて増減することを“速度型モーショナルフィードバック効果”（以下、モーショナルフィードバックと略す。）として、終段のローカルＮＦＢによる過剰ＮＦＢの排除とともに、ＧＯＡより完全対称型の音が良い理由とされている。・オープンゲイン（赤）は、低域において負荷４Ωで５２ｄＢ程度、負荷８Ωで５８ｄＢ程度、負荷１６Ωで６４ｄＢ程度、負荷３２Ωで６９ｄＢ程度、負荷６４Ωで７４ｄＢ程度、無負荷では８５ｄＢ程度である。負荷の４Ωから６４Ωまでの１６倍（２４ｄＢ）の増加に対しオープンゲインの増加は２２ｄＢであるが、これが完全対称型の特徴となっているモーショナルフィードバックをもたらす特性である。
・ここでちょっと一つ前の普通型に戻るのだが、その特性は、ＧＯＡからＧＯＡ抵抗を取り去っただけの普通型にもしっかり現れている。・完全対称型も普通型もともにＧＯＡを否定したものであるから、特性がある種似てくるのも当然か。・結果、この普通型でもモーショナルフィードバックはしっかり掛かる。・勿論、オープンゲイン（赤）やループゲイン（青）が水平に移行する利得がやや大きいし、負荷に応じる利得の増減が、負荷の４Ωから６４Ωまでの１６倍（２４ｄＢ）の増加に対して１７ｄＢとやや少ない、という違いはある。・が、これだけあれば単なる程度問題だと思えるし、完全対称型の音をもたらすものとしてモーショナルフィードバックの効果が大きいのであれば、普通型でも良いのではないかなぁ。（＾＾；
・そして不完全対称型

・不完全対称型はＧＯＡ型のＧＯＡ抵抗の接続先をアースから完全対称型のようにアンプ出力点に変えただけのものである。しかも、その抵抗値でオープンゲインが水平になる利得を調整できる。・結果、その特性は完全対称型にうりふたつ。・オープンゲインは低域において、負荷４Ωで５５ｄＢ程度、負荷８Ωで６１ｄＢ程度、負荷１６Ωで６７ｄＢ程度、負荷３２Ωで７３ｄＢ程度、負荷６４Ωで７８ｄＢ程度、無負荷では９１ｄＢ程度であるから、負荷の４Ωから６４Ωまでの１６倍（２４ｄＢ）の増加に対しオープンゲインの増加は２３ｄＢであり、極めてリニアにいわゆるモーショナルフィードバックが掛かる特性になっている。この場合、上の完全対称型より理想的特性だ。・が、コンプリメンタリ素子の特性は非対称であるから、同種素子で構成する完全対称型のような対称動作はしない。ということになっている。・ので、不完全対称型。

・その辺定量的にはどうか？・ということを次にＦＦＴで少しばかり推測する。・まずは、電源電圧±１５Ｖ、負荷８Ωで出力１Ｖr.p.m（０．０６５５V入力）の場合。基本周波数は１ｋＨｚである。
・GOA型

・Total Harmonic Distortion:0.016656% ・最もオーバーオールNFB量が少ないのに歪率はこの中では最小である。また、高調波は、高次へ向け素直に逓減している。・師おっしゃったとおり、終段エミッタフォロアのドライブ条件が良いということだろうか。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.017265% ・オーバーオールNFB量が多いのに歪率はGOA型より多少大きい。・のは、やはり終段のドライブ条件の問題と解すべきか。あるいは、ローカルNFBの方がオーバーオールNFBより質が良いためである、と解すべきか。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.027693% ・歪率はこの中では一番大きいと出た。が、まぁ、ＮＦＢ量（ローカルＮＦＢも含めて）の問題かな。・が、高調波が高次に向けて逓減する中で、２次及び４次の偶数次高調波が押さえられているという感じはする。特に２次はＧＯＡ型及び普通型以下だ。が、逆に３次、５次高調波が大きく、結果トータルの歪率が悪くなっている。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.027527% ・歪率は完全対称型とほぼ同じであるが、僅かに小さい。比較すると、２次、４次は完全対称型より大きく、逆に３次、５次が小さい。・悪くはないのでは。（＾＾；

・出力をもっと大きくしてみる。・負荷は８Ωと同じだが、出力は１0Ｖr.p.m（０．６５５V入力）とする。出力１２．５Ｗとなる。電源電圧が±１５Ｖでは飽和するのでここでは±２０Ｖに上げる。基本周波数は１ｋＨｚと同じである。
・GOA型

・Total Harmonic Distortion:0.054500% ・出力が大きいので、高調波はかなり増加する。・で、特徴的なのは、高調波が高次に向けて逓減する中で、奇数次高調波が比較的に小さく押さえられていることである。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.042227% ・この場合歪率はGOA型より小さくなった。・高調波が高次に向けて逓減する中で、奇数次高調波が小さく押さえられているのはＧＯＡ型と同じだ。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.028032% ・完全対称型の面目躍如か。この大出力では今回の４種の中で最低の歪率となった。・ＦＦＴの結果を見るとちょっと信じがたい気もするが、それは２次、４次、６次の偶数次高調波がＧＯＡ型や普通型に比して低いことによるものだ。・が、高次の奇数次高調波が比較的に大きい。ここは上の二つとは実に対照的だ。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.062518% ・歪率はやはりこの中では一番大きい。この辺はやはり終段がコンプリ素子であるが故か。が、この程度に収まるのなら悪くはないのではなかろうか。・高次の奇数次高調波が比較的に大きいのは完全対称型と同じであるが、完全対称型に比すと２次，４次といった低次偶数次高調波の低減が今ひとつであるところにコンプリの限界が現れている、と言えるかも知れない。・なので、不完全対称型。

・と、妖しい占いをしているうちに基板類が出来上がってきた。




・が、ケース加工には時間が掛かる。・ので、それを待つ間、しばしまた妖しいシミュレーター占いをする。（爆）

・何事もそうだが、検証には多数のデータが必要だ。・から、今度はトランジスタを全て現行で入手可能なものとしてみる。・まずは、上と同様に電源電圧±１５Ｖ、負荷８Ωで出力１Ｖr.p.m（０．０６５５V入力）の場合。基本周波数は１ｋＨｚ。終段のアイドリング電流はこの場合も６５ｍＡ程度に揃える。
・最初にGOA型

・Total Harmonic Distortion:0.001683% ・素子、すなわちデバイスモデルが異なるだけなのに歪みが１／１０になった。オープンゲインが２０ｄＢ増えた？いいえ、殆ど同じです。何ともシミュレーションとは妖しいものだ。（爆）（＾＾；・上の場合と違って、２次、４次高調波が小さく、３次、５次高調波の方が大きいという、まぁ、こちらの方が正しいのではないかという結果である。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.000836% ・上の場合とは違って、ＧＯＡ型より普通型の方が低歪みになった。まぁ、理屈としてはこの方が正しいかな。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.023355% ・う～む。。。この場合は、ＧＯＡ型や普通型の１４倍～２８倍の歪みという結果だ。。。・対称動作により２次、４次の偶数次高調波が抑えられ、３次、５次の奇数次高調波の方が大きくなるのは理屈だろうと思うが、ローカルＮＦＢを含めたトータルＮＦＢ量の差によるものとしても、ちょっとレベルが大きいか。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.007246% ・これもＧＯＡ型や普通型素子より歪みは多いが、なんと、完全対称型より歪みが小さくその１／３だ。・高調波の分布状態は完全対称型に似ているが、完全対称型より低歪みになるとはこれ如何に？



・次に出力を１0Ｖr.p.m（０．６５５V入力）とし、出力１２．５Ｗの大出力時を観る。・電源電圧が±１５Ｖでは飽和するので±２０Ｖに上げ、基本周波数が１ｋＨｚであるのは同じ。
・GOA型

・Total Harmonic Distortion:0.037104% ・２次、４次が良く押さえられ、３次、５次高調波が大きいのはそれらしい感じだ。が、３次高調波が大きいためにトータル歪率が悪くなっている。・また、１０次以上の奇数次高調波が相対的に大きく出てきた。が、まぁ、－１２０ｄＢ以下だからいいか。（＾＾；
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.014993% ・全体的にＧＯＡ型のレベルを少し下げたという感じだが、よく見ると２次から５次では３次高調波のみが小さくなっている。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.023472% ・２次、３次のレベルがＧＯＡ型より小さく、トータルの歪率としてはＧＯＡ型以下である。完全対称型は大出力ほど真価を発揮するようだ。良いのでは。（＾＾）・が、やはり１０次付近以上の奇数次高調波が多いのは上で観た完全対称型と同じだ。マイナス１００ｄＢ程度の世界ではあるが、これはやはり完全対称型の特徴か。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.016596% ・なんと、完全対称型よりも低歪率である。・高次高調波の出方などはやはり完全対称型に似ているが、全体的にレベルが下がってこの結果だ。・これが本当なら実に悪くないかも。（＾＾）・なのだが、これでは不完全対称型と言えなくなってしまうかな。（爆）（＾＾；



・という、ちょっと不埒な結果であるので（＾＾；、もう少し妖しいシミュレーター占いをする。・趣向を変えてＭＯＳはどうか。・なので、おなじみのＭＯＳ。・これらのＭＯＳは飽和電圧が大きい。ということもあり電源電圧は最初から±２５Ｖとする。終段のアイドリング電流はこの場合も６５ｍＡ程度に揃えてみる。・最初に利得－周波数特性。・負荷４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωそして５０ｋΩ（負荷なしに相当）の場合のパラメトリック解析。
・ＧＯＡ型

・オープンゲイン（赤）、従ってループゲイン（青）は負荷の抵抗値にかかわらずほぼ一定であり、また、オープンゲイン（赤）がＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定で、このためオーバーオールNFB量もＤＣから２０ｋＨｚ程度まで一定になる。・この辺は当然上のトランジスタによるＧＯＡ型と同じであるが、ＧＯＡ抵抗値が５．６ｋΩでオープンゲインも上のトランジスタによるものと殆ど同じになっている。上手く設計されている。と、今更に感じる。（＾＾；
・普通型

・ＭＯＳ（というかＦＥＴ全般）はその負荷に関わらず高い入力インピーダンスを保つので、この場合負荷に関わらず低域は１００ｄＢ以上の利得になる。グラフでは明らかでないがこの場合のｆｃは１００Ｈｚ程度である。オペアンプのようなワイドラー特性だ。・したがってＭＯＳの場合は、普通型でモーショナルフィードバックをもたらすような特性にはならない。
・完全対称型

・終段のアイドリング電流が６５ｍＡ程度のこの場合、終段ＭＯＳのゲート抵抗を３ｋΩとすることにより８Ω負荷で上のＧＯＡ型と同程度のオープンゲイン（赤）となった、・負荷４Ωから６４Ωの１６倍（２４ｄＢ）の変化に対して、低域でオープンゲインも２４ｄＢ変化しており、極めてリニアにモーショナルフィードバックが掛かる特性である。
・不完全対称型

・トランジスタによる場合もそうだが、この場合のように初段、２段、終段の構成が同じであれば、不完全対称型にするための抵抗（ここではＲ５）の値を完全対称型の終段ゲート（or　ベース）抵抗の１／２にすると、その利得－周波数特性は完全対称型に一致するものになる。・すなわち、その抵抗値で２段目までの利得が決まるのは完全対称型も不完全対称型も同じ。その抵抗値で終段の利得が変わるものではないのも同じ。で、不完全対称型はＰＰでその抵抗をドライブするので、完全対称型の場合の半分の抵抗値になる。・のは、理屈。・で、シミュレーションでもそのようになっている。



・要は動作は同じ。ということなのだが、片や同極性素子を同極性素子でシングルドライブするのに対して、片や異極性コンプリ素子をカレントミラー折り返しプッシュプルドライブするという違いがある。・その優劣は当然歪み特性に表れる。ということなのだが、このＭＯＳの場合はどうか。
・ＧＯＡ型

・Total Harmonic Distortion:0.009683% ・上の現行で入手可能なトランジスタで構成したGOA型よりは歪みは大きい。が、まぁ絶対値としては十分に小さい。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.001097% ・トータルNFB量が増えて、素直に歪みも小さくなった。という感じである。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.003338% ・やはりさすがに完全対称型というべきか。GOA型の１／３の歪率である。
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.037201% ・やはり不完全対称型というべきか。（＾＾；　完全対称型の１０倍以上の歪率である。・と言っても、絶対値としては十分に小さいだろう。



・次に出力を１0Ｖr.p.m（０．６５５V入力）とし、出力１２．５Ｗの大出力時を観る。
・ＧＯＡ型

・Total Harmonic Distortion:0.032227% ・さすがに歪みは大きくなる。し、かなり高次まで高調波がだらだらと続いているが、低次ではやはり偶数次の歪みが小さく、奇数次の歪みが大きい。
・普通型

・Total Harmonic Distortion:0.006483% ・GOA型と変わらずだが、NFB量の多くなる低域でそれなりに歪みが小さくなったという感じだ。
・完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.141840% ・う～む。小出力の時とは打って変わってGOA型の４．４倍の歪率である。その理由は奇数次高調波のレベルが高いためということが分かる。それが何故かは明確ではないが、ＭＯＳなので終段のアイドリング電流が足りないのかもしれない。・と、上のトランジスタによる場合とは真逆な結果になってしまった。（＾＾；
・不完全対称型

・Total Harmonic Distortion:0.145094% ・う～む。こちらも相変わらず良くない。が、完全対称型と殆ど同じ歪率である。・この結果からすれば、不完全対称型が完全対称型に著しく劣るということではないが。。。



・ところで、同程度のオープンゲイン、すなわちＮＦＢ量なのにＭＯＳの完全対称型と不完全対称型の歪みがトランジスタによるものより一桁大きいのは気になる。・この辺、終段ＭＯＳなので、そのアイドリング電流のせいでもあるのではないか。と思えるので、それを２００ｍＡ程度にした場合で確認しておく。・まずは、完全対称型。

・Total Harmonic Distortion:0.039543% ・やはり歪率は１／３．６となって、小数点以下第二位まで下がった。終段のアイドリング電流を増やすことにより終段の利得が４ｄＢほど増えＮＦＢ量もそれだけ増えているのだが、それを勘案しても大きな歪みの減少率である。やはり、ＭＯＳはＴＲ以上にアイドリング電流が必要のようだ。・が、ＧＯＡ型で同じことをやると、Total Harmonic Distortion:0.008222%とＧＯＡ型の歪低減率は１／３．９となる。ＭＯＳの場合、上のトランジスタの場合のように、大出力時の歪みがＧＯＡ型より完全対称型や不完全対称型が小さくなるという結果にはなっていないことには変わりはない。
・次に、不完全対称型。・こちらも終段アイドリング電流を２００ｍＡ程度に設定する。・そうすると、これも完全対称型と同様に終段の利得が４ｄＢほど増え、ＮＦＢ量もそれだけ増える。

・Total Harmonic Distortion:0.050241% ・歪みの低減は１／２．９に止まったが、ＮＦＢ量の増加割合以上の低減率であることに変わりはない。・が、小数点以下第二位まで下がったし、ＭＯＳの場合もこの程度に収まるのなら悪くはなかろうて。・で、やはり不完全対称型という名前で良さそう。（＾＾；

・と、シミュレーターで遊んでるうちにケーシングも終了したようだ。・ので、検証には多数のデータが必要だが、この辺で打ち止めとする。（爆）（＾＾；


・ケースはタカチのHY７０－３３－２３ＳＳ。・前面、背面パネル上側フランジに、１ｍｍ厚１５ｍｍ×１５ｍｍのＬ字アングルで４本の桟を渡し、ステレオ分を組んだアンプ部基板ＡＴ－１Ｗを２枚吊り下げている。すなわち、これで２ＷＡＹマルチ対応のステレオ２台分である。・終段トランジスタは、放熱器構造のサイドパネルにタップを切って密着させた３ｍｍ厚４０ｍｍ×４０ｍｍのＬ字アルミアングルに取り付けてある。バイアス発生回路もこのアルミアングルに取り付け、そのトランジスタ２ＳＣ１７７５Ａは終段トランジスタに接着してある。・また、前面パネル上側フランジに保護回路基板とバッテリーチェック基板を、同下側フランジには出力ＤＣ検出基板をそれぞれ取り付け、Ｎｏ－２０９で言うところの一体型としている。・前面パネル正面は、左右にそれぞれのステレオアンプの動作オンオフスイッチと動作インジケーターとしてのエメラルドグリーンＬＥＤ、そしてその内側向かって左側が保護回路動作インジケーターの赤色ＬＥＤ、右側が電源パイロットランプ機能を兼ねさせたバッテリーチェックのインジケーター２色ＬＥＤである。２色ＬＥＤはバッテリー正常時に緑（こうしてみると黄色に近い）でバッテリー電圧低下時に赤となる。電源パイロットランプ機能を兼ねさせるので、バッテリー電圧低下時にＬＥＤが消えてしまうのはまずいのでこうしたもの。・要するにバッテリー自体のオンオフスイッチは取り付けていない。ので、バッテリーの消耗が気になる場合は、アンプを使わない間は昔の電池式時代のようにバッテリーは背面パネルのコネクタから抜いておくことになる。・なお、インスタントレタリングも市場から消えてしまったので、文字の入らないのっぺらぼうである。（爆）




・と、組み上がったので、動作チェックと位相補正コンデンサーの調整のため、方形波応答を確認する。・位相補正コンデンサーの容量候補は１０ｐＦと２０ｐＦ。・出力が大きいほどアラが出やすいようなので、入力±０．４２３Ｖ（ピークｔｏピーク０．８４６Ｖ）、したがって出力±１０Ｖ（ピークtoピーク２０Ｖ）で観る。ほぼ最大出力である。・なお、写真は全て下が入力波形で上が出力応答波形。
・最初に無負荷状態。
１０ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１０ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ　２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

１００ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・次に８Ω抵抗を負荷とした場合。
１０ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１０ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

１００ｋＨｚ　位相補正１０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２０ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・抵抗のインダクタンス成分のせいか容量成分のせいか、８Ω抵抗を負荷とした場合の方形波応答が乱れる。・が、正弦波なら１ＭＨｚでも応答に乱れはない。まぁ、入力信号波形まで乱れているところをみると、観測の仕方に問題がある可能性もあるので、動作に問題がある訳ではないだろう。だめ？（＾＾；・位相補正容量については、１０ｐＦでも２０ｐＦでも方形波応答にオーバーシュートがある。勿論２０ｐＦの方がその程度は小さい。・近頃はこの辺全く教えがないが、遙かいにしえの教本では、この場合のようにオーバーシュートが１波程度あるように調整するのが妥当であるとされていた。・ので、大体この辺で良いか。・で、どちらが良いかは最終的に音を聴いて決める。・のだが、あまり違いが分からない。（爆）　ので、２０ｐＦにしようかな。（＾＾；

・ところで、参考までに私のＮｏ－２０９（もどき）ではどうか。・今回の不完全対称型になるべく合わせるということでゲイン設定をＭＡＸ（クローズドゲイン２１．９ｄＢ）にした場合。・なお、念のためだが、こういう高速な信号をパワーアンプに入れると、先生が同じ遙かいにしえの教本で解析されている、ドライバー段による終段の電極間容量に蓄積した電荷の放電速度が間に合わなくなることによる終段のバイアスの増加、その他の理由によって、終段のアイドリング電流が急増して終段トランジスタが熱暴走を起こす可能性がある。ので十分注意しないといけない。・特に完全対称型ではこれはやらない方が吉かも。（＾＾；
１０ｋＨｚ　無負荷２０ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　無負荷２ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div

１０ｋＨｚ　負荷８Ω ２０ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　負荷８Ω ２ｕＳ／div　下１V／div　上１０V／div

	破綻？（＾＾；
・と、言うわけで回路はこう。要するにアンプ部以外はほぼＮｏ－２０９そのもの。（＾＾；

・で、その音。・なのだが、そもそも不完全なものであるからそんなに良いはずはない。・確かに他に比して劇的に変わった、というようなものではない。要するにソースそれなりである。・が、ソースが良いと、鳥肌が立ってジーンとなり、涙がこぼれんほどに感動してしまう。演奏者が心を込めて演奏している様がありありと伝わってくるのだ。・私としてはこのアンプ、生かしておくことにした。（＾＾）

不完全対称型。その名に偽りなし。（＾＾；

・といったところで、夏休みの研究と工作。終了。

・１０年ぶり。・作って２年足らずで電流入力方式のパワーＩＶＣに母屋を取られ、ついにはパワーＩＶＣの部品取りとして解体とされてしまったバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ。・１０年ぶりに復活。・これに伴って、今度はバッテリードライブパワーＩＶＣを解体し母屋を返してもらう。・アンプも整理すべき。増やさない。
・復活に当たってやや回路を見直す。

・２段目差動アンプのカスコード回路のベース電位を、ＨＺ３Ｂ１に代えて１Ｓ１５８８×３個で設定することとした。最大出力を少しでも大きくするため。・終段、２ＳＡ６４９と２ＳＤ２１８（シミュレーションでは２ＳＡ１９４３と２ＳＣ５２００で代用）のアイドリング電流は１２ｍＡ程度とした。右のシミュレーション回路でも終段のアイドリング電流は１２ｍＡ程度となっている。・この辺は、３０年前の電池式ＧＯＡパワーアンプの設定。・が、昔のGOA時代はFETはバイポーラTRより音が悪く、よって初段カスコード回路にもバイポーラTRを用いるべきところだが、何気にFETを使用した。また、ＧＯＡなら右図のＲ１３＝５．６ｋΩはアースに落とすのだが、これを出力に落として不完全対称型とする。・そして、その抵抗値、１０年前は６８０Ωだったのだが、５．６ｋΩとした。・終段のアイドリング電流が１２ｍＡ程度であると終段のゲインが小さくなるためもあるが、全体のオープンゲイン設定をやや大きくした。・位相補正のＣ１は１０ｐＦだったが、５ｐＦとした。これで十分。・なお、いにしえの１０W型電池式GOAパワーアンプは、終段TRにエミッタ抵抗も付けず、放熱器も付けないという、突き詰めた構成だったが、それで熱暴走の洗礼も受けた。ので、エミッタ抵抗も付け、放熱器も用いる。
・そのゲイン-周波数特性。・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。・緑のクローズドゲインは負荷にかかわらず２６．７ｄＢ程度。・オープンゲインは、負荷４Ω時６０．９ｄＢ、８Ω時６６．７ｄＢ、１６Ω時７２．３ｄＢ、３２Ω時７７．６５ｄＢ、６４Ω時８２．４ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時９３．６４ｄＢ。・と、完全対称型でいうモーショナルフィードバックはこの“不完全対称型”でも掛かる。が、これで完全対称型になるわけではない。・不完全対称型。
＊間違ってMPC74が方向性反対に付いています。後で直しました。
・方形波応答を観る。・入力は±０．５Ｖｐ－ｐ　１０ｋＨｚ方形波。
・大変綺麗。

・歪率を観る。
・１ｋＨｚと１０ｋＨｚの歪率の差が少ない。１００ｋHzについてはそれらの４倍程度の歪率となっている。ループゲインは８Ω負荷の際には１００ｋHzで１０ｋHzより１５ｄB程度少ない、即ち１／６程度なので、歪率は６倍程度になるのが理屈であるが、４倍程度に収まっている、のは良い結果だ。・最大出力まで歪率が直線的に推移している。・終段アイドリング電流が１２ｍＡ程度とまさにＢ級アンプなのがかつての電池式ＧＯＡパワーアンプ。これもその末裔。・最大出力は、１ｋHzと１０Khzで見れば歪率０．１％以下とすれば８Ｗ。１％以下を許容すれば１０Ｗ。１００ｋHzで見れば１％以下を許容すれば１０W。
＊間違ってMPC74が方向性反対に付いています。後で直しました。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で７６．３ｍΩ。・縦軸のスケールの関係で１０ｋＨｚから１００ｋＨｚに向けて急上昇するように見えるが、１００ｋＨｚでも１５０ｍΩ程度。・オープンゲインが１０ｋＨｚ程度以上で低下するのでこうなるのは当然。
・ステレオ２台分なので、配線作業はなかなかに疲れる。・４チャンネルとも出力オフセットと終段アイドリング電流を調整。・出力DC検出基板からのセンサー配線をアンプ出力につないで配線終了。・完成。

・早速音出し。・４５回転LPは、ダイナミックレンジが大きい故か柔らかく伸び伸びしている。・が、片面に収録できる曲数が少なく、とっかえひっかえは煩わしい。・その昔、レコードの音の情報量はテープの１／１０以下と先生が仰っていた。・まして、レコードの元になっている９６ｋHz２４Bitのデジタルマスターと同じものがそのまま聴ける時代に、そこから更に多数の工程を経て出来上がったレコードをカートリッジで再生することに意味はあるのか？・と思って聴くと、出てくる音はハイレゾにそう劣るものではない。・レコードの入れ物としての能力は案外高い。・カートリッジが発電して今まさに音が生み出されているが故の鮮度感。・あるいは脳の補正能力か。・美人だし美声だ。・声はそれなりに化粧しているが、それは当然。それで良い。・何気ない歌い方だが、飾らない歌声にかえって心を感じる。・案外ハイレゾのデジタルもレコード並みということかも知れない。・が、聴けるテープもテープ再生装置もないので分からない。



・ところで、バッテリードライブパワーＩＶＣを解体してしまったのだが、電流入力のパワーＩＶＣはどうするのか？
・こうしよう。

・復活したバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプの反転入力側を電流入力として、バッテリードライブ不完全対称型パワーＩＶＣとする。・要するにＫ式に同じ。
・そのゲイン-周波数特性をミドルブルック法で観る。

・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。・緑のクローズドゲインは負荷にかかわらず２６．７ｄＢ程度。・オープンゲインは、負荷４Ω時６０．９ｄＢ、８Ω時６６．７ｄＢ、１６Ω時７２．３６ｄＢ、３２Ω時７７．７ｄＢ、６４Ω時８２．４５ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時９３．８３ｄＢ。・と、不完全対称型パワーアンプと殆ど同じ。・なのは、同じ回路の非反転入力側と反転入力側から動作を測定したものなので、当たり前と言えば当たり前。逆に言えばミドルブルック法は正しい。
・方形波応答を観る。・入力は±１．６ｍＡｐ－ｐ　１０ｋＨｚ方形波。
・何故かオーバーシュートとアンダーシュートが出ている。・が、問題ない。
・このオーバーシュートとアンダーシュートの原因はＪ１のゲート抵抗のようだ。・これを取り去ってＪ１のゲートをアースに直接接続すれば、方形波応答はこうなる。
・大変綺麗。・ならば、何故ゲート抵抗を外さないのか？・後で分かる。
・歪率を観る。
・１ｋＨｚと１０ｋＨｚの歪率の差が少ない。１００ｋHzについてはそれらの６倍程度の歪率となっている。ループゲインは８Ω負荷の際には１００ｋHzで１０ｋHzより１５ｄB程度少ない、即ち１／６程度なので、歪率は６倍程度になるのが理屈である。が、パワーアンプの方は４倍程度に収まっているから、パワーＩＶＣ動作の方が歪率は悪いという結果だ。・最大出力まで歪率が直線的に推移している。・最大出力は、１Ｋｈｚと１０ｋＨｚで見れば歪率０．１％以下とすれば８Ｗ。１％以下を許容すれば１０Ｗ。１００ｋＨｚで見れば１％以下を許容すれば８Ｗ。・と、１００ｋＨｚについては多少違いがあるが、バッテリードライブ不完全対称型パワーアンプの場合とほぼ同じ。
・と、いうわけで、ステレオ２台分の内、１台分をバッテリードライブ不完全対称型パワーＩＶＣとする。

・のではなく、・一台で二役を果たせば、パワーアンプとパワーＩＶＣを別々に作る必要はない。・ので、バッテリードライブ不完全対称型パワーアンプからバッテリードライブパワーＩＶＣとなっていたものを、兼用型として統合する。・のが、ＴＲ１のゲート抵抗を取り除いてゲートをアースに落とさない理由。
・で、バッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。・回路は電源部も含めてこう。

・まず、オープンゲインを如何ほどにするかもあるが、・要点は帰還回路の定数設定。・パワーアンプとして使用する際は、そのゲインは右上図の（Ｒ６＋Ｒ５）／Ｒ５＝（６８００＋３３０）／３３０＝２１．６倍≒２６．７ｄＢとなる。・パワーＩＶＣとして使用する際は、トランスインピーダンスは右下図のＲ６＝６．８ｋΩなので、そのｇｍは６８００Ｓになる。・したがって、パワーアンプ動作で１Ｖ入力の際の出力電圧と同様の出力電圧をパワーIVC動作時に出力するために必要な入力電流は３．１８ｍAとなる。・この電源電圧では、正弦波で最大１２V程度しか出力出来ないので、パワーアンプ動作ではその際の入力電圧は０．５６V程度、パワーIVC動作では入力電流は１．７６ｍA程度となる。・丁度良いだろう。・今一つ。・パワーIVC動作では、前段の電流出力プリアンプや電流出力チャンネルフィルターの出力インピーダンスが、帰還回路の右下図であればR２０とパラとなるので、その出力インピーダンスが低いと、回路のループゲイン≒NFB量が小さく（少なく）なる。・K式では電流出力プリアンプでも出力インピーダンスは大体２ｋΩ程度以上になる設定なので、R２０を３３０Ωにしておけば、R２０と２ｋΩがパラになっても２８３Ω程度になるだけで、それほど大きな違いにはならない。・影響を少なくするためR２０を小さくするとＲ６も小さくしないといけないので、ｇｍが小さくなり同じ出力を得るためにはより大きな電流入力が必要になる。・Ｒ２０＝３３０Ωは丁度良いところだろう。・右下図のＲ２０に当たる抵抗を省略し、１００％帰還のボルテージフォロア動作させるパワーＩＶＣでは、前段につなぐ機器の出力インピーダンスがそのままR20となるので、つなぐ機器によりループゲイン≒ＮＦＢ量が変化し、下手をすると、入力ケーブルの容量や、入力あるいは出力につなぐ機器の状況で、あるいは入力オープンで発振したりするものになりかねない。・ＮＦＢ回路を外部に引き出すのだから注意しないと。・と、いうようなことを考えて、オープンゲインの設定や帰還回路の定数設定をする。


・完成したバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。・テクサンのインスタントレタリングがなくなって、ずっとのっぺらぼうのままにしていたが、今回の復活を機に顔を作ってみた。・LA4さんのブログで知ったexmouth_.ttfフォント（検索すると出てくる。Ｓｔｅｒｅｏ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　と　ＤＣ　のフォントとして使用）をダウンロードしてインストールし、Ｗｉｎｄｏｗｓの適当なフォントも使用して、A-ONEの転写シール透明タイプ（タトゥーシールとも言うらしい）にインクジェットプリンタで印刷し、転写シール記載の手順に従いアルミパネルに転写したあと、レタリング固定剤の代用としてホームセンターからつや消しクリアタイプのラッカースプレーを買ってきてスプレーしてみた。・出来は褒められたものではない。また耐久性も不明。が、まぁまぁかな。・これで入力ピンジャックのところでＶ-Ｉｎｐｕｔにつなげば電圧伝送パワーアンプ、Ｃ-Ｉｎｐuｔにつなげば電流伝送パワーＩＶＣ。・便利。

・私の簡素版無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの出力も、その出力をＶ－Ｉｎｐｕｔで受ければ電圧伝送で、Ｃ－Ｉｎｐｕｔで受ければ電流伝送で信号伝達され、このアンプで簡単にその音の違いの聴き比べが出来る。・簡素版無帰還ＩＶＣ型ＭＣプリアンプの出力部分を分けて、電流伝送用には抵抗定数を変更し、電圧伝送と電流伝送それぞれ理想的な信号伝達を図るべきかとは思ったが、試しにそのままでＶ－Ｉｎｐｕｔ、Ｃ－Ｉｎｐｕｔにつなぎ変えながら聴いてみると、そのままで全然良い音がする。・ので、当面そのままでいいや。（＾＾；・で、音だが、・電圧伝送でも電流伝送でも、一番大事な情感がひしひしと伝わってくる。手前味噌だが、良いアンプだ。ＧＯＡ当時選び抜かれた素子と回路（勝手に不完全対称型にしているが）は伊達ではない。・で、電圧伝送から電流伝送に切り替えると、う～ん、こっちの方が良いかなぁ．．．・良い音楽、演奏、歌を聴くと鳥肌が立ちそうな感覚になることがあるのだが、電流伝送の方がそんな感じが来やすいような感じ。・ブラインドテストでは聞き分けられないかも知れないが。

・No-144改（４Ω対応）パワーアンプの電源と本体の間に割り入ったバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。・我が小部屋では１０Ｗばかりの最大出力でも十分な音量になるのだった。・その音も、No-144改（４Ω対応）パワーアンプの復帰の必要はなかったのではないか、と思わせる。・選び抜かれた素子と回路。本物。素晴らしい。

・半田ごてを握る。・右は、２ＳＣ１３９９。パワーアンプで使う分には２ＳＣ１４００。・ジャンクボックスに眠っていたので、滅びる前にこの世で働かせる。・８個必要だが７個しかない。ので、もう１個は使い回しの２ＳＣ１４００。下左端。
・初段カスコード回路の２ＳＫ１１７を２ＳＣ１３９９に置き換え。・だけで良いのだが、この際、他もちょっと弄りたくなる。・不完全対称用抵抗５．６ｋΩを１０ｋΩに置き換え。・位相補正用ＳＥコン５ｐＦを１０ｐＦに置き換え。

・で、回路はこう。・終段Ｑ８、Ｑ１０のアイドリング電流は１１ｍＡ程度。
・そのゲイン-周波数特性。・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。・緑のクローズドゲインは負荷にかかわらず２６．７ｄＢ程度。・オープンゲインは、負荷４Ω時６３．９ｄＢ、８Ω時６９．６ｄＢ、１６Ω時７５．８ｄＢ、３２Ω時８０．２ｄＢ、６４Ω時８４．６ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時９３．９ｄＢ。・ループゲインは、負荷４Ω時３７．２ｄＢ、８Ω時４２．９ｄＢ、１６Ω時４８．４ｄＢ、３２Ω時５３．５ｄＢ、６４Ω時５７．９ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時６７．２ｄＢ。・と、オープンゲイン及びループゲインは従前より３ｄB程度増加。・これは、不完全対称用抵抗を５．６ｋΩから１０ｋΩ、即ち１０／５．６＝１．７８６倍＝５．０４ｄB抵抗値を増やしたことによるものだが、終段の入力インピーダンスとパラレルだから、３ｄＢ程度となる。・TR ２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８パワーアンプ＆パワーＩＶＣでは、不完全対称用抵抗を取り去ったが、こちらには残しておこう。同じにするのも面白くない。
・方形波応答を観る。・入力は±０．５５Ｖｐ－ｐ　１００ｋＨｚ方形波。
・一番下が出力波形。当然どの負荷でも同じ波形。オーバーシュートもアンダーシュートもない綺麗な応答波形。・下から２番目が終段上下トランジスタのコレクタ電流値だが、方形波の立上り、立下り時に貫通電流が生じている。・上から２番目が、終段パワートランジスタのベース電流値の推移、一番上が終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値の推移。・終段上下トランジスタの貫通電流は、そのＣｏｂ等の充放電に遅れが生じるためで、終段上下トランジスタのベース－ベース間に１ｕＦのＣを挿入すれば解消する。
・終段上下トランジスタのベース－ベース間に１ｕＦのＣを挿入。
・貫通電流は消滅。・一番上に追加したＣ２に流れる電流を赤で表示してあるが、この電流によって終段のＣｏｂ等の充放電の遅れが解消され、下から２番目のとおり終段のコレクタ電流に上下貫通電流は生じない。大変綺麗な波形になる。・が、通常この方形波のような高周波がアンプに入力されることはないので、特にこのＣを入れておく必要はない。・TR ２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８パワーアンプ＆パワーＩＶＣでは、あって悪いことはないのでこのＣを入れておいたが、皆同じなのも面白くないので、こちらは入れないでおこう。
・出力インピーダンスを観る。
・低域で５３．５ｍΩ、１００ｋHzで２０４．５ｍΩ。
・歪率を観る。・リチウムイオン電池の容量は大きいので４Ω負荷にも対応するし、アンプ自体も４Ωで２０W出力に必要なピーク電流３．１６２Aは問題なく出力できる。ので、４Ω負荷の場合の歪率も観る。
１ｋＨｚと１０ｋＨｚの歪率の差が少ないが、１０ｋHzの歪率の方がやや大きい。１００ｋHzについてはそれらの５倍から８倍程度の歪率となっている。・ループゲイン≒NFB量は１００ｋHzで１０ｋHzより２０ｄB程度少ない、即ち１／１０程度なので、歪率は１０倍程度になるのが理屈である。が、それ以下に収まっている。・最大出力は、１ＫHｚと１０ｋＨｚで見れば負荷８Ωの場合、歪率０．１％以下で８Ｗ。１％以下を許容すれば１０Ｗ。１００ｋＨｚも１％以下を許容すれば１０Ｗ。・４Ω負荷では、１ＫHｚと１０ｋＨｚで見れば歪率０．１％程度以下で１６W、１００ｋＨｚについては１％以下を許容すれば１６W。・本当？・シミュレーション。信じてはいけない。・パワーＩＶＣ動作時の歪率については、ほぼ同じと思われるので、省略。
・全てのチャンネル作業終了。
・全てのチャンネル作業終了。
・回路はこう。

・音は？・もともと良いが、一層良くなったような気が、．．．
・これ以上はない。
・これ以上はない。

	10pF 横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は１Ｖ／ｄｉｖ
・１０ｋHZ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・輝線に何かまとわりついているが、観測環境のせいなのでそれは無視。・入力波形にまでオーバーシュート、アンダーシュートが出ているが、オシロのせいか、プローブの付け方が悪いのか、本来の入力波形にはない。・出力波形には立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが僅かに出ている。
	10pF 横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHZ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・入力波形にまでオーバーシュート、アンダーシュートが出て、リンギングもあるが、オシロのせいか、プローブの付け方が悪いのか、本来の入力波形には勿論ない。・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが僅かに出ているが、僅かに１波でリンギングもない。・これなら位相補正は適切。
・ＬＴｓｐｉｃｅで、この場合の１００ｋHZ方形波応答を占ってみよう。
・下が入力波形で上が出力波形。・実機の１００ｋＨｚ方形波応答にそっくりだ。・昔の教義での最も妥当な方形波応答になっている。・よって、位相補正は１０ｐＦで良い。
・参考のため、ＬＴｓｐｉｃｅで、位相補正Ｃ１＝１０ｐＦ、１１ｐＦ、１２ｐＦ、１３ｐ、１４ｐＦ、１５ｐＦ場合の１００ｋHZ方形波応答をパラメトリック解析で占ってみよう。
・結果、位相補正容量が増える程に、オーバーシュート、アンダーシュートは小さくなり、１２ｐＦ以上では、滑らかな肩特性になっている。・が、ちょっと見にくい。
・ので、横軸を広げてみる。・良く観ると、１２ｐＦでも多少のオーバーシュートとアンダーシュートがあるようだ。・１３ｐＦ、１４ｐＦ、１５ｐＦならば、滑らかな肩特性になることが分かる。・結論としては、教義に従い、位相補正は１０ｐＦのままとする。
	10pF 横軸20uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・今度は、デジタルオシロで観た１０ｋHZ方形波応答。・こちらは、上が入力波形で下が出力波形。・アナログブラウン管オシロと違って、輝線に何かまとわりついている感じはない。・出力波形には立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートがある。のは、古いアナログオシロスコープに同じ。・古いアナログオシロスコープも未だ使い物になると言うことだ。・が、軽いデジタルオシロスコープを使ってしまうと、重いアナログオシロスコープの出番はなくなってしまいそう。
	10pF 横軸2uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHZ方形波応答。・上が入力波形で下が出力波形。・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートがある。・実は、１波程度の小さなオーバーシュート、アンダーシュートが出るようにするのが良いと仰っていながら、いにしえの教書のAB級８０Wの１００ｋHz方形波応答写真では、これより立上り、立下りの角は丸まっている。・なので、シミュレーション結果からして、位相補正を１２ｐFにすると丁度教義に合う応答になるかも知れない。・が、私は耳が鋭敏ではないので、これまでの私の各パワーアンプ＆パワーＩＶＣのメンテナンスで、位相補正値で多少違った方形波応答のものを聴いてきたが、それによる音の違いは分からなかった。・幸せな耳なのだ。（爆）・音も、これ以上はない。ので、１０ｐＦのままとする。
	10pF 横軸20uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ８Ω
・参考までに、アンプ出力に８Ω抵抗を繋いだ場合の方形波応答を観てみる。・先ずは１０ｋHz方形波。・無負荷の場合と違って、立上り、立下りにリンギングがありそう。
	10pF 横軸2uS／div、縦軸上は０．０５V／ｄｉｖ、下は１Ｖ／ｄｉｖ　８Ω
・次に１００ｋHz方形波。・出力波形にはオーバーシュートとアンダーシュートの他に細かいリンギングがあるように見えるし、うねりと言うか周期の長いリンギングもある。・上の入力波形の方にまでリンギングが生じているようだ。何故か？出力から入力側にフィードバックがあるから？分からない。・他の私のパワーアンプ＆パワーＩＶＣでも、ほぼ同様だったが、これが良いのか悪いのか、不明。

・何も変化なしなので、音も変化なし。
・気持良い。・素晴らしい。