Ｖ−ＦＥＴ完全対称型パワーアンプ（ちょっとＢ−１？タイプ）を実験する

２０年ぶりに再会したソニーのバーティカルＦＥＴ　２ＳＫ６０　今回の主役です。（＾＾）

“静電誘導型トランジスタ”（＝ＳＩＴ）というのが正しい呼称でしょうか。
現岩手県立大学学長の西澤潤一博士が発明された原理を応用して実現した純国産半導体です。

これが世に現れたのは１９７４年ですから、もう２８年も前のことです。

半導体の世界では非常に珍しい３極管特性を有するのですが、そのことが逆に徒になったのでしょうか、それから２、３年としないうちにオーディオの世界からは消え去ってしまいました。

効率が悪いし、ドライブ方法がＴＲに比べると面倒だし、考えてみれば別に３極管特性だから音が良いと言う訳でもないし・・・

だから商業的には消滅してしまったのでしょうが、アマチュア的にはこういう世にも希有な素材というのは実に魅力的じゃぁありませんか（＾＾）

最近ちょっと話題のトーキン製ＳＩＴのほうが確かに特性的にはずっと進歩していて、３極管以上に理想的な３極管特性をしているようなのですが、惜しむらくはあれはちょっと高圧小電流タイプで８Ωスピーカー直結は難しそうです。その点このＶ−ＦＥＴはそもそもオーディオ用途で８Ωスピーカーを直結駆動するアンプに用いることを前提に設計されたようで、悩む必要もなく楽に直結アンプを作ることが出来ます。

この２ＳＫ６０のＥｐ−Ｉｐ特性が右です。

３極管特性という視点で見るとちょっと出来はイマイチでしょうか。特にバイアスの浅い部分の大電流領域では特性が飽和特性になってしまっています。

図には電源電圧３５Ｖ、負荷８Ωのロードラインと、電源電圧２５Ｖ、負荷８Ωのロードラインを引いてありますが、これでみると２ＳＫ６０をソース接地で終段に使って得られる電圧ゲインは１．３〜１．６倍程度のようです。

まあ、１倍をかろうじて超えるのですが、出来ればもう少し大きいμが欲しかったところです。と、言っても叶わぬ望み。こういう場合は、電流を増幅することが終段の大事な役割なのだ、とＫ先生の如く達観することが肝要ですね。何せＮＦＢを用いることもなく電流増幅出力が低インピーダンスで得られるなんて、他の素子ではとうてい叶わぬことなのですから。（＾＾；

Vdgo＝１７０Ｖ
Ｖｓｇｏ＝３０Ｖ〜５０Ｖ
Ｉｄ＝５Ａ
Ｐｔ＝６３Ｗ
Ｃiｓｓ＝１９０ｐＦ
ｆｔ＝２０ＭＨｚ
μ＝４
ｒｄ＝１６Ω

実に今頃になってな訳ですが、ありがたいことに、特性の良く揃ったＶ−ＦＥＴ２ＳＫ６０が２組やってきました。宝石がやってきたような気分です。

この宝石のような素子。壊してしまったらもうおしまいですが、慎重に壊さないように、果たして上手くアンプが出来上がるでしょうか（＾＾；

これは未だに入手可能なソニーの小信号用のＶ−ＦＥＴ　２ＳＫ７９
未だに入手可能なのも奇跡的に思えますが、まあ、いつなくなるか分かりませんね。

特性的には
Ｖｄｇｏ＝１２０Ｖ
Ｖｓｇｏ＝１０Ｖ
Ｉｄ＝２００ｍＡ
Ｐ＝７５０ｍＷ
ｒｄ＝２ｋΩ（Ｖｄｓ＝５０Ｖ、Ｉｄ＝４ｍＡ）
μ＝３０（Ｖｄｓ＝５０Ｖ、Ｉｄ＝４ｍＡ）
gm=14mS（Ｖｄｓ＝５０Ｖ、Ｉｄ＝４ｍＡ）
Cip=16ｐＦ（Ｖｄｓ＝５０Ｖ、Ｉｄ＝４ｍＡ）

と、なかなか使いではありそうなのですが、Ｖ−ＦＥＴとしてこれ１種類しかないとなると回路構成上これを用いなければならないという必然性は余りないかもしれません。

これのＰチャンネルコンプリがあればＪ１８−Ｋ６０とともにコンプリメンタリーＶ−ＦＥＴパワーアンプもシンプルに拵えられると思うのですが、ないものはどうにもなりません。


さて、ご存じの方はご存じでしょうが、かの金田先生の非常にユニークなＶ−ＦＥＴアンプを紹介しましょう。ＭＪ１９７４年８月号で発表されたＮｏ−１０“全段ＦＥＴ構成！Ｂ級１００Ｗ＋１００Ｗ　ＤＣパワー・アンプ”です。

なんと！ソース接地動作で電圧ゲインを有する終段ばかりでなく、そのドライバーにも２ＳＪ１８−２ＳＫ６０がソース接地動作で使われている・・・のみならず、差動アンプにまで２ＳＪ１８が起用されているではないですか！
当時ドライバーに使える小信号用コンプリＶ−ＦＥＴがなかったのですね。
当時それらがあれば、Ｎｏ−１０は多分２段差動＋終段コンプリメンタリ２段ソース接地で作られたのではないでしょうか。

結局あの後も小信号用コンプリＶ−ＦＥＴは一般に入手可能な状態になることなく消滅してしまいました。結果、Ｋ先生のＶ−ＦＥＴの応用もこの後は一般的なソースフォロアーになったのはまぁ止むなしですね。

で、今回ですが、狙いは勿論完全対称型です。完全対称型はＫ先生のおっしゃるとおり、回路構成の自由度が大きいので、この際、終段にＶ−ＦＥＴを起用するだけではなく、この小信号用Ｖ−ＦＥＴの生き残りである２ＳＫ７９も生かした回路にしてみたい・・・ではありませんか（＾＾；

で、ちょっと前から考えていたのが、Ｋ式完全対称型が登場するはるか前から完全対称型の仕組みを実現していたＹＡＭＡＨＡの最初のＳＩＴパワーアンプＢ−１の回路構成の一部盗用（＾＾；です。

Ｂ−１の回路は３段差動であちこちに位相補償かなにか付加回路が付いてちょっとごちゃごちゃした感じなのですが、終段のドライブは正に完全対称型です。
要は終段２ＳＫ７７のドライブなんですが、これを定電流負荷のＶ−ＦＥＴ２ＳＫ７５のソースフォロアでやっているところが実に上手いではないですか。
２ＳＫ７７って、定格が不明ですが、いにしえのＭＪをひもとくと同じＹＡＭＡＨＡの２ＳＫ７６というＳＩＴの規格が載っていましたが、これでＰｄ＝１００Ｗ、Vdgo＝２００Ｖ、Ｖｇｓｏ＝−４０Ｖ、Id=10A、gm=７５０ｍＳ、μ＝４、ｒｄ＝１０Ωで、入力容量Ｃｉｓｓはなんと１０００ｐＦもありますし、帰還容量Ｃｒは１５０ｐＦです。２ＳＫ７７ってこれより大型のＳＩＴではなかったでしょうか。とすると、Ｃｉｓｓ等ももっと大容量だったのかもしれません。ですから２ＳＫ７７にはドライバーが必然だったのでしょう。で、定電流負荷の２ＳＫ７５のソースフォロアはそのためのこの回路な訳です。多分（＾＾；

低出力インピーダンスのＶ−ＦＥＴを起用し、その電流を定電流回路で縛って、かつ受ける事によって、完全対称型のフローティングドライブ条件と終段ＳＩＴの低インピーダンスドライブ条件とを共に満たしているわけです。

イイですねぇ、これ。この際です。２ＳＫ７９での２ＳＫ６０の低インピーダンス＆完全対称フローティングドライブに使わせて貰おうじゃないですか。そりゃぁ、２ＳＫ６０は入力容量Ｃｉｓｓが１９０ｐＦ、帰還容量Ｃｒも推定同程度以下なので、ＩＶ変換抵抗の設定を上手くすればドライバーなしでもドライブ可能ですが、この際、このＢ−１式ドライブを活用して、その利点を生かしたＶ−ＦＥＴアンプというのも良いでのではないでしょ〜か（＾＾）

なんて事を言って、どこをどう生かしたのだ・・・（−−）、と言われると恥ずかしい訳ですが、結果としてこんな回路です。

終段は、２ＳＫ７９のＢ−１式ドライバーと２ＳＫ６０による完全対称型です。

終段が完全対称動作するのは、勿論２段目が電流出力で終段上側のＩＶ変換抵抗１０ＫΩに、これがアンプ出力とともに振られているフローティング状態であることなど何らお構いなしに、正確なドライブ電圧を発生するからですが、定電流回路で動作を縛られた２ＳＫ７９は、ドライブインピーダンスだけを下げてそのドライブ電圧を２ＳＫ６０のＧＳ間に伝達するわけです。

これで終段のポールはずっと上の方に行くのではないか、と思います。が、併せてこうすると、IV変換抵抗の設定自由度がかなり高まります。したがってこれを大きくすると２段目で大きな電圧ゲイン確保が可能になるので、２段目差動アンプ用の素子選択の自由度も高くなる訳です。となれば、ここにもＶ−ＦＥＴの２ＳＫ７９というのが良いじゃありませんか（＾＾）。

まあ、電流出力に転換するためにカスコードアンプが必要となるので、出力インピーダンスが低いというＶ−ＦＥＴの特徴をここでは生かせないという点がイマイチと言えばイマイチですが、この状態で右の特性図のとおり２ＳＫ７９のｇｍは実測１６ｍＳ程度（Ｉｄ＝５ｍＡ）になりますので、この構成でこのアンプの電圧ゲインの殆どはこの２段目の２ＳＫ７９が稼ぐということになります。その結果、このアンプは一層Ｖ−ＦＥＴな完全対称型パワーアンプになる。というものです。

と書くと、順番的に２段目差動アンプへの２ＳＫ７９の起用は終段にＢ−１式ドライバーを導入した結果のようですが、実は最初から２ＳＫ７９をここに起用したいと思っていた訳でもあるのです・・・、勿論、こういう設定に出来るのは、ここでは２ＳＫ２１４と２ＳＪ７７で構成しているカスコード＆定電流による２段目差動アンプの回路構成の妙（２段目差動アンプはＮチャンネルでもＰチャンネルでも構成可能、動作電流設定も自由）によるわけで、Ｋ先生考案になるこの回路構成の柔軟性があってはじめてこのアンプ回路がなりたっているのだ、という事実を付け加えない訳にはいきません。

この結果、初段はバッファ＆レベルシフト＆ＮＦＢ入力＆位相補正といった役割を担えば良いということになります。ので、ｇｍの小さい２ＳＪ１０３が適任です。ＰチャンネルFETは概してＣｉｓｓやＣｒｓｓがＮチャンネルに比して大きいのですが、２ＳＪ１０３ならその影響を心配する必要もありません。ゲート漏れ電流も僅少なのでカスコードも省略したいところですが、終段Ｖ−ＦＥＴのバイアス＆ドライブ条件から電圧増幅段のマイナス側電圧は高電圧にならざるを得ないので、耐圧の関係からカスコードは必須です。

まあ、初段でも少しはゲインを稼いだ方がよかろう、ということで負荷抵抗は５．６ＫΩですが、この辺は初段の動作電流設定や２段目の動作設定とも関係して決めたものです。

初段の定電流回路は２Ｎ５４６５の自己バイアスによるシンプルなものにしてみました。２Ｎ５４６５はＶｄｓの低電圧領域での定電流特性は実は良くないのですが、今回の設定ではＶｄｓ＝２５Ｖですし、自己バイアス抵抗で帰還もかかりますので、まずは十分な出力インピーダンスになると思われます。ので、この際、音にも期待しての起用です。位相補正は手元にあったＳＥでの取りあえず適当なものにしてあります。

と言うわけで、“Ｖ−ＦＥＴを主役とした全段ＦＥＴ構成によるちょっとＢ１？ティストの完全対称型パワーアンプ”、という感じになりましたが、どうでしょうか。（＾＾）

果たしてこの回路構成で上手く動くのか・・・、が本質的問題ですので、試しに１チャンネル分を拵えてみました。
基盤が１枚出来たら早速動作の確認を取ります。何せもし動かなかったら、これ以上拵えてもしょうがありませんので・・・（＾＾；


最初は勿論終段の２ＳＫ６０を取り付けないで電源を繋ぎます。この辺はＶ−ＦＥＴの特性上バイポーラトランジスタ以上に慎重にやらなければなりません。

２ＳＫ６０を取り付けない状態で、ＩＶ変換抵抗である上下の１０ＫΩに−１５Ｖ程度を中心に−１５Ｖ±１０Ｖ程度の電圧がスムーズに発生・調整することが確認できてからでなければ２ＳＫ６０は決して接続してはいけません。

また、調整中なのでＭＦＢ回路も接続しないで、ＮＦＢは３．９ＫΩと２２０Ωの接続点からかけておきます。

で、２ＳＫ６０は接続しないで電源を繋いでみたところ・・・

ああ・・・（嘆）、なんとプラス側の１０ＫΩにはマイナスではなくプラスの１５Ｖ、マイナス側の１０ＫΩの方には−３０Ｖ近いバイアスが・・・、しかも調整が利かない・・・

なんでだ？どこか間違えているだろうか、設計ミスかなぁ・・・と、しばし沈みました。鬱・・・

が、よくよく回路図で電流の流れを辿って考えてみると、終段を接続しない状態では下側の２ＳＫ７９の電流の流路がないわな〜〜、と気づきました（＾＾；　

実は出力にダミー抵抗を入れないでいたのです。

終段の２ＳＫ６０も繋がらず、出力にダミー抵抗も繋いでいない状態では、定電流回路で縛られた下側の２ＳＫ７９の電流は上側の１０ＫΩを通って２段目の上側定電流回路から供給されるしかないことになります。ですから、その結果、プラス側の１０ＫΩにマイナスではなくプラスの１５Ｖ、マイナス側の１０ＫΩの方には−３０Ｖ近いバイアスが生じるのは当然ということになる訳です。ハハ、お恥ずかしい（＾＾；、で、早速出力に８Ωのダミー抵抗を入れて再度調整のし直しをしました。これを入れれば下側の２ＳＫ７９の電流はアースから供給されるので今度は上手く動作するはず・・・です。

結果・・・上手い！躁（＾＾）。初段の１００Ωトリマーで上下の１０ＫΩに発生する電圧をシーソーの用に調整できますし、２段目の５００Ωトリマーを調整することでそれらの１０ＫΩに−１５Ｖ程度を中心に−１５Ｖ±１５Ｖ程度のバイアス電圧を上手く発生させられるのでした。

出来過ぎだなぁ、こりゃあ（＾＾）、と、さっきまでの鬱が嘘のよう。

こうなれば、２ＳＫ６０の取り付けです。上手くアイドリングが調整できて、発振等もなく、ちゃんと音が出るか・・・・・・、と、バイアスを−２０Ｖに設定した状態で終段を繋いでみたら・・・、勿論、１Ａのヒューズと電流計を間に挟むという安全策を講じてやるわけですが・・・、結果、ありがたい、終段のアイドリング電流は正常に調整出来ます。しかも実にスムーズに調整できます。出力のオフセットもドリフトも５０ｍＶ以下で僅少におさまるようです。Ｖ−ＦＥＴは温度係数が負なのでアイドリングの温度補償は何もしなかったのですが、これも安定しており、問題はないようです。う〜ん、上手くいったようです。早速、入力にピンコードを繋いでモノラルで音出ししてみたところ・・・・・・おお、ちゃんと音も出ました。極めてまともな音のように聞こえます。音出しも成功です。（＾＾）

と言うわけで回路設計は取りあえず妥当だったようです。なんて、測定器もないので、本当にまともに動いているのか？は実は分からないのですが。

出力インピーダンスはオンオフ法などで簡単に測れるので、やってみたところ０．５Ω程度のようです。この数値からオープンゲイン、ＮＦＢ量が推測できるでしょうか。

さて、その醸し出す音なのですが、今はモノラルですし、まだまだ評価する段階ではありません。が、実に良さげですねぇ。（＾＾）。ストレートでソースそのままに伸びやかでクリア。爽快感があります。し、完全対称型らしいダイナミックな鳴りっぷりです。ＭＦＢを働かせればちょっと変わるでしょうし、早く全部作り上げてじっくり聴き比べてみなくちゃぁ・・・と思うのですが、今日はそんな作業もせずに朝からずっとこれでモノラルのままあれやこれや音楽を聴きまくっているのです。

ま、焦らずにゆっくり作っていきます。（＾＾）

（２００２年９月１６日）

（つづき）


さて、音が出ることは分かったけれど・・・
音が出れば全て良し・・・と終わったわけでは勿論ない訳ですね（＾＾；

実は、取りあえず乾電池（ＮＥＯ）で±２５Ｖ、−６０Ｖを作って乾電池電源で鳴らしてみたのに過ぎないのです。

動作確認の際に乾電池電源を使うのは安全で良いのですが、ＮＥＯ電池の音はＡＣ電源に比べて優れているというものでもないですし、こんな高圧を要するアンプを今更常時乾電池電源で鳴らし続ける気力はとうに失せてしまっています（＾＾；ので、ＡＣ電源を用意しなければなりません。

まぁ、当然です。
で、トランスについては、こいつをリサイクルすれば良いのではなかろうか・・・と、考えていたものが、右のトランスです。

１０Ｗ〜１５Ｗばかりの出力のアンプにはちょっと贅沢な仕様ですが、そりゃぁ、誂えた訳ではないのでしょうがありません。が、早速ダイオードとあり合わせの電解コンをバラックで組んでみたところ・・・・・・、まるで誂えたが如くに上手い電圧が得られました。
な〜んて、当然こうなることを予想してアンプは設計していたのですけどね（＾＾；

さて、この電源で鳴らしてみてからどうするか決めよう・・・という事柄があるのです。それは、安定化電源を採用すべきか否か、そしてそれに関連して保護回路をどうするか、です。

Ｖ−ＦＥＴは３極管特性ですから、ドレイン−ソース間電圧の変化がゲート−ソース間電圧の変化と同じようにドレイン電流の変化を引き起こすので、電源電圧が変動するとこれに伴って信号と無関係な変動が出力に現れてしまう、ということになってしまいます。

特にＶ−ＦＥＴの出力抵抗Ｒｄは他の素子には見られない低さ（２ＳＫ６０で１６Ω）ですから、この影響を避けたいと思えば電源には非常にレギュレーションの良いものを用意する必要があるわけで、そうするためにはレギュレーターで電源を安定化しなければならないのではないか、という訳です。
また、もっと分かりやすく現実的な問題としては、非安定化電源の場合、電源電圧の変動でアイドリング電流が変動してしまったり、また、電源のハムが出力に現れる可能性も高いでしょう。

この問題を解決するには、回路的に工夫する方法もあるようですが、私的にはレギュレーターの採用しかありません。幸いこのトランスには１８Ｖ端子のほかに２５Ｖ端子がありますから、これを使えばかつての金田式大電流レギュレーターを用いて±２５Ｖ安定化電源出力を得ることが可能ですし、そうすればいにしえの保護回路を搭載することでアンプ保護、スピーカー保護も完璧でしょう。
というのが、当初からの目論見でもあるわけです。

が、年と共にナマケモノになってきていますので＞自分（＾＾；、あのレギュレーターを作るのはちょっと大変だわなぁ・・・こういう問題が実用上許容できる範囲に収まるものならば、非安定化電源のままでいってもいいのではないかしら・・・という気も大いにあるわけです。

で、最も許容できないのは電源ハムなのですが、ハムが許容範囲なら非安定化電源のままいってみようか・・・と半分以上腹を決めつつ、このＡＣ電源を繋いでスピーカーから出る音に耳を澄ましてみました。ところ・・・

ブ〜ﾝ

と来るかと思ったのですが、ありゃ、予想に反して聞こえてきません。無音ですねぇ（＾＾）。
スピーカーに耳をくっつけてみても何も聞こえません。え、ちょっと予想外。少しはハムが出るものと覚悟していたのですが。
んじぁあ・・・ということでヘッドフォンを出力に繋いで聴いてみました・・・ら、なんとこれでも全く無音でした。乾電池電源の時と同様に全くの静寂空間から音が湧き出てきます。
ありがたい。ハムは許容範囲どころか、全くの杞憂に終わりました。（＾＾）

ではアイドリング電流はどうか、なのですが、２ＳＫ６０がμ＝４とやや鈍感な点もあるのでしょうか、また、もともとトランスの容量がある分レギュレーションも十分なためか、これも非常に安定です。

という訳なら、この際レギュレーターの製作は止めることにして、ノンレギュレーター電源でいってみるということで良いのではないでしょうか。実は上のアンプ回路図で前段のマイナス電源の設定が−７０Ｖとなっているのは、−７０Ｖレギュレーターの使用を想定したものだった訳ですが、アンプの回路的には−８０Ｖでも全く問題がないですし、実はその方が２段目マイナス側の振幅範囲の余裕も広がるのです。

が、こうなると保護回路は別途考えなければなりません。

で、その前に、電源オン・オフ時に過渡的にポップノイズが出たり、出力に大きなＤＣが出たり、終段Ｖ−ＦＥＴに過大電流が流れたり、ということがないかどうか、も確認しておかなければならないでしょう。特にＶ−ＦＥＴは０バイアスやゲートオープン状態で遠慮なくバンバンとドレイン電流が流れてしまいますから、電源オン時は終段電源電圧が立ち上がる前にバイアス電圧が発生して、電源オフ時は終段電源が落ちるまでバイアス電圧が残っていないと、ポップノイズどころか、Ｖ−ＦＥＴ自体が過電流・過損失で壊れてしまう可能性さえあります。また、この電源電圧の発生・消滅とバイアスの状態が終段上下で同等にならない場合には確実に電源オン・オフ時のポップノイズ発生という結果になるでしょう。実にこの辺はＶ−ＦＥＴのＴＲやＭＯＳに比べるとやっかいに思える点です。

場合によっては、アンプ出力にミューティングリレーを入れなければならないかな・・・と思いつつも、電源のフィルターコンデンサーの容量差で上手いこといかないかなぁ、などと回路図を眺めてあれこれ考えていてもしょうがないので、実際にスピーカーを繋いだまま電源オン・オフをやってみました。勿論アンプが正常に動いている状態を確認した後、ダミー抵抗負荷で電源オン・オフ時に出力に生じる電圧等の動向をかなり確認してからやったわけですが（＾＾；

結果、電源オン時にポップノイズが“ボッ”と軽く出るだけで、電源オフ時は無音です。つまり電源オンオフ時とも問題となるようなＤＣ出力はなく、また、終段Ｖ−ＦＥＴに過大電流が流れることもないようなので、結果大体オーライでした。が、電源オン時の軽いポップノイズがどうも消えません。その程度は十分実用的範囲ではあるのですが、他の我が家のＫ式パワーアンプ達は電源オン時もオフ時もほぼ無音のものばかりですので、これは課題として残りました。

で、保護回路ですが、
レギュレーターを使用しない場合の保護回路・・・となれば、やはりＫ先生が最近導入された、例の大電流型ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチ素子とする保護回路でＤＣ漏れによるスピーカーを保護するということになりましょうか。
と思って、あの保護回路の回路図をよく見てみますと、あれ（．．）・・・終段のプラスの電源電圧よりも高いプラスの電源が必要なのですねぇ・・・

ふ〜む、であれば・・・

�@まあ、−８０Ｖと同様なので＋８０Ｖを作るのは簡単ですが、といってそのためだけに＋８０Ｖ電源を用意するのも何かつまらないですし、
�A保護回路で保護条件成立時にオフするのは大電流部だけでいいと思うのですが、そうするとその際アンプ前段にはマイナス８０Ｖ電源だけが掛かっている状態になる、というのもなんとなく気持ちが悪いですし、
�Bどうせ終段より高いプラス電源を作らなければならないのであれば、それをアンプ側でも活用して、２段目のプラス側の振幅の余裕も広げた方が良いのではないでしょうか
�Cそうすれば電源オン時のポップノイズが消えたりしませんかねぇ

などという考えが浮かび、結果、右の写真、基盤の右下が左右でちょっと様子が異なっているとおり、右側の基盤はプラス側も前段と終段を分離して４電源式で拵えてみたのでした。





が、電源オン時のポップノイズについては、このように４電源にしても消えないのでした。残念（＾＾；

保護回路が動作し、±２５Ｖ電源が遮断された場合を想定して、前段電源だけをアンプに繋いで出力に現れるＤＣの状況を観察してみますと、３電源の方も４電源の方も殆ど同じ状況で、負荷が繋がっていない出力オープン状態ではかなり大きなマイナスの電圧になっています。

ですが、その状態で出力に８Ωなりの負荷が繋がると、出力は殆ど０Ｖになるのでどちらも実用的には問題はありません。といっても、細かくはこの状態でのＤＣ出力は３電源の方が−２８０ｍＶ、４電源の方は−１２０ｍＶです。

まあ、内部の定電流回路によってアースからマイナスに電流が引き込まれるためにこうなるのでしょうが、どちらも問題ないとはいえ、よりベターな方と言えば、４電源の方でしょうか。

音を聴いた感じでは３電源も４電源も変わりはないように思うのですが、こうなると４電源の方が２段目差動アンプの動作範囲、終段のドライブ電圧に余裕が確保できますし、精神的にも良いですね。といって、３電源のシンプルさも捨てがたいところがありますので、しばしこのまま音出ししつつ、ケースに組み込むまでそのままにしておきましょう。

あと、保護回路では出力段の過電流保護をどうするかも問題なのですが、これは取りあえず電源出力にﾋューズを挟んでおくことにして当面ネグることにします。（＾＾；

さて、これで本来の電源もバラックですが出来て、アンプ本体も基盤が２枚揃って、取りあえずステレオでＶ−ＦＥＴアンプの音が出るようになった訳ですが・・・、その音や如何に？

そうですねぇ・・・、無色透明な音とでも言いましょうか、ソースの善し悪しがそのまま音になって出てくる感じです。当たり前ですか（＾＾；。
電源の違いも明確で、乾電池からＡＣ電源にしましたら、高域まで素直に伸びきった爽快さに加えて、力強さや伸びやかさ、エネルギー感、低域の弾力感もグッと増して、電池電源のちょっとひ弱で高域の時にヒステリックな感じも消え、とても広帯域でウェルバランスな音になったように思います。

これで、今回の回路。まあ使えそうです。ので、ここまで来ると最早ケースへの組み込みを考えなければならないのですが、どうも板金作業は苦手でして・・・。取りあえずこのままバラックのＶ−ＦＥＴアンプで音楽を聴きながら、どういうケースにどう配置するか構想することにしましょう（＾＾；

（２００２年９月２３日）

（ＦＥＴ逝く）　

どういうケースにどう配置するか構想しましょう・・・、なんて勿論あまりやりたくないケース加工を後回しにするための言い訳で、実は最初からタカチのＯＳ４９−２６−３３ＢＸに例の如く収めよう・・・と思っていたのでした。（＾＾；

ら、そのＯＳ４９−２６−３３ＢＸを使用していたあるアンプに宿替えが必要になったので、こりゃぁもっけの幸い、ということでそのお下がりを頂いて早速Ｖ−ＦＥＴアンプをケースに収めました。

電源の方も、ニッケミＫＭＨ２２，０００ｕＦ３５Ｖを新調し、同じくＫＭＨ２，２００ｕＦ８０ＶはＮｏ−１２８（？）＆Ｎｏ−１６８の電源部から払い下げを受けて、後はケースに収めるだけになっているのですが・・・（＾＾；

なのに、やってしまいました・・・ＦＥＴを飛ばしてしまったのです・・・（泣）

こういうことは前触れもなく突然です。いつものように電源ＯＮした瞬間、なんとバシッと音をたてて電源ラインに入れてある１Ａのヒューズが切れてしまったのです。ヒューズをチェンジしてみても勿論また切れるだけ・・・

あぁ・・・やってしまったか・・・、折角ケースに入れたというのに・・・
Ｖ−ＦＥＴが飛んでしまってはもう終わりです・・・

しばし呆然・・・

鬱

それでも、ややしばらくして・・・

う〜〜ん、何をしたんだろう・・・、本当にＶ−ＦＥＴが飛んだのかなぁ・・・と往生際が悪い（−−）

と、こういうときにＶ−ＦＥＴはＴＲのようにテスターで各ピン間の導通をみれば良否がすぐ分かるというものでないところが面倒です。

はずして確認するしかないか、とは思いつつも、未練たらしく別のところに原因はないかなぁ・・・と基盤各部をテスターで当たってみるのでした。

ここで両チャンネルとも既に４電源方式にしていたことが幸いしました。一縷の望みを掛けて、終段の電源は断って前段電源だけ供給して出力にはダミー抵抗をつないで基盤各部を当たってみることができます、のでやってみたところ・・・

ありゃ、右チャンネルのＩＶ変換抵抗１０ＫΩにバイアス電圧が出ていないぞ・・・

が、部品が損失オーバーで焼けているような、経験したことのある方には良く分かる臭いが漂ってきて・・・慌てて電源を切ります。

一縷の光明と、さらに破損を広げてしまいそうな不安・・・

だましだまし短時間前段電源を入れて損失オーバーになっていそうな箇所を探すと、なんと初段負荷５．６ＫΩと２段目差動アンプの共通ソース抵抗６８０Ωに３０Ｖ近くの電圧が掛かっているではありませんか。これでは６８０Ωが損失オーバーで焼けそうになるのは当たり前です。

が、これは何故だ？と初段定電流回路の９１０Ωの両端電圧を測ってみても２Ｖ程度と正常値です。？？？

・・・終段の破損が連鎖して既に他にも破損が広がってしまった状態なのか・・・（嘆）

で、あれこれ試行錯誤した状況は記してもしょうがないので、結論だけ述べると・・・やはりＦＥＴが逝ってしまっていたのでした・・・

が、それはＶ−ＦＥＴではなく初段の定電流用ＦＥＴ２Ｎ５４６５だったのです。（爆）

２Ｎ５４６５のドレイン−ゲート間がショートモードで破損したため、初段Ｊ１０３にＩｄｓｓの限界電流が流れ、そのため初段負荷抵抗５．６ＫΩや２段目差動アンプの共通ソース抵抗の両端電圧が２段目差動アンプのカスコード用ツェナ−０５Ｚ１８Ｘの電圧を超えてしまい、結果２段目の電流バランスが完全に崩れてＩＶ変換抵抗に全くバイアス電圧が発生しなくなったというのが、今回の故障の内容でした。ですから終段２ＳＫ６０に大電流が流れるのは当たり前で、もし２５Ｖ電源ラインにヒューズを入れていなかったならば確実に２ＳＫ６０は昇天していたところでした・・・。

が、ヒューズは入っていたのです。（＾＾）＜躁
早速破損した２Ｎ５４６５を１個同じくＩｄｓｓ＝７．４ｍＡ程度のものに交換したところ全て正常に復帰しました。ああよかった〜（＾＾）＜安堵

でも何故２Ｎ５４６５が破損してしまったのでしょう。あそこで２Ｎ５４６５に掛かる電圧は３６ＶでＶｄｇ＝６０Ｖの２Ｎ５４６５には余裕の電圧のはずなのですが・・・。

そういえば・・・そんなことがどこかに書いてあったような気が・・・と、ＭＪバックナンバーを探ってみました。

ありました。１９９６年３月号のＮｏ−１４１“バッテリー電源採用　真空管＋バイポーラＴＲ　スーパーストレート型　ハイブリッドＤＣプリアンプ”でＫ先生がこう述べておられます。

このプリは前段＋１０５Ｖ、−１５Ｖ、終段＋１５Ｖ、−１５Ｖの−電源が共通の３電源なのですが、
「さて初段に戻って定電流回路に注目しよう。従来使用していた２Ｎ５４６５に代わってバイポーラトランジスター２ＳＣ１７７５Ａになった。ここは耐圧が１５Ｖ強で済みそうだ。実際動作時にもこの程度の電圧しかかかっていない。しかしなぜか電源オン時に過渡的に高圧がかかり、２Ｎ５４６５では破損する。この点、耐圧が１２０Ｖの２ＳＣ１７７５Ａなら安心して使用できる。またコストが安く入手しやすい。さらに音は２ＳＣ１７７５Ａの方が滑らかで艶やかだ。」

あらま。なるほど。Ｋ先生も今回の私と同様な経験をされたことがあるようです。また、初段の定電流回路に２Ｎ５４６５が起用されていた時代はここでこんな理由で終わっていたのですねぇ・・・、とあまり関係のないことに今更感心したりして（＾＾；

それはまあ置いておいて、果たして今回、同様に過渡的に高圧が掛かって壊れたものかどうか確かには分かりませんし、どうして過渡的に高圧が掛かるのかはＫ先生も不明とされているのでまして私に分かる筈もないのですが、こうなるとこのまま初段定電流回路に２Ｎ５４６５を使い続けるのは妥当でないのかもしれません。

が、喉元過ぎて熱さ忘れる、と申しましょうか（＾＾；

Ｖ−ＦＥＴの安泰も分かってしまうと、もう２Ｎ５４６５は交換してしまいましたし、この奏でる音はとても良いので、もうレコードでも聴きましょう。（＾＾）

折角綾戸智絵のアナログレコードが２枚も出たのですから。
右はその内の１枚。
もう一枚は「ＬＯＶＥ」です。

Ｖ−ＦＥＴのありのままの明るさ爽やかさがアナログレコードの素直な音をそのままに引き立てて聴かせてくれるのですが、それにしてもこの２枚のレコードは当たりなのではないでしょうか。
ＣＤ版やＳＡＣＤ版より良い音がするような気がしますよ（＾＾；＜気のせいだろ（爆）

ま、それはそれとして、ちょっと肝を潰しましたがＶ−ＦＥＴは生き残りました。
今回の経験からしてもＫ先生のおっりゃるとおり初段の定電流回路は耐圧の高いＴＲで作るのが正解なのかもしれません。

が、またこんな事態が生じないうちは２Ｎ５４６５のままでいってみようと思っているのです。あそこにＴＲを入れてしまったら折角のピュアＦＥＴが崩れてしまうんですよね。

人生（Ｌｉｆｅ）には時として拘りが必要だ・・・
な〜んて（＾＾；

下手ねぇ・・・。すまん。

・・・・・・
また１年が過ぎたなぁ。もう４年だ。そうね。

（２００２年１２月２３日）

（つづく）

Ｖ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

再生

・これも２０年ぶり。 ・まだ壊れることなく生存していた。 ・この際、４０年前に登場したV-FETを起用して２０年前に製作したＶ−ＦＥＴ完全対称型パワーアンプ（ちょっとB-1？タイプ）を、V-FET（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣとして再生させる。 ・そのためにまずＶ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）２ＳＫ６０のモデルをでっち上げる。
・２ＳＪ１８ ・２ＳＫ６０
・でっち上げた２ＳＫ６０の静特性。 ・μ＝４、ｇｍ＝２５０ｍS（Ｖｄｓ＝２０Ｖ、Ｉｄ＝１Ａ）程度になったかな？ ・ちょっと違う。 ・まぁいいか。 ・こうしてみれば、低電圧動作・大電流型三極管。 ・もっと生き延びても良かったと思うのだが、一瞬で消えたＶ−ＦＥＴ。
・で、再生した回路はこう。 ・前と殆ど変わっていない。 ・そりゃあそもそも変えるべきところはない。 ・が、	・パワーＩＶＣ動作とモーショナルフィードバックコントローラーは両立しないので、モーショナルフィードバックコントローラーを削除。 ・パワーアンプ動作とパワーＩＶＣ動作が両立するように帰還回路定数を変更。 ・初段定電流回路は破損不安のある２Ｎ５４６５によるものから２ＳＡ８７２Ａによるものに変更。 ・プラス側終段ドライバーの２SK７９のドレインを＋３６V電源に接続変え。 ・過電流保護回路とＤＣオフセット保護回路を追加。 ・終段２ＳＫ６０ソースに０．１Ωを挿入。２ＳＫ６０のアイドリング電流測定用。 ・終段の２ＳＫ６０のアイドリング電流は２００ｍＡ程度とする。
・そのゲイン-周波数特性を観る。
・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。 ・緑のクローズドゲインは２６．７ｄＢ程度。 ・オープンゲインは、負荷４Ω時６３．１ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時でも７１．４ｄＢと、負荷による差は小さく、結果ループゲインも負荷４Ω時３６．４ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時でも４４．７ｄＢと、いわゆるモーショナルフィードバックが大きく掛る特性ではない。 ・２ＳＫ６０が三極管特性でそもそもその出力インピーダンスが小さいため。 ・電圧ゲインは初段差動アンプと２段目差動アンプで大体稼いでおり、終段の電圧ゲインはあっても数ｄＢ程度。要するにその役割はほぼ電流増幅。この辺は、ＴＲやUHC-MOS-FETを起用した場合と多少異なる。
・パワーＩＶＣ動作時のゲイン-周波数特性はミドルブルック法で観る。
・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。 ・緑のクローズドゲインは２６．７ｄＢ程度。 ・オープンゲインは、負荷４Ω時６３．１ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時でも７１．４ｄＢと、負荷による差は小さく、結果ループゲインも負荷４Ω時３６．４ｄＢ、１００ｋΩ（負荷オープン相当）時でも４４．７ｄＢ。 ・と、パワーアンプ動作時と同じ。 ・緑のクローズドゲインの２０ＭＨｚ付近に多少のピークがあるが、大丈夫か？ ・知らん。
・２０年経った従前の基板（ＡＴ−１Ｓ）に所要の改修。（プラス側終段ドライバーの２SK７９のドレインを＋３６V電源に接続変え前撮影） ・案外長持ちするＡＴ−１Ｓ。
・パワーアンプ時の方形波応答を観る。 ・入力は±０．５Ｖ１０ｋＨｚ方形波。
・オーバーシュートとアンダーシュートがやや大きい。 ・ゲイン-周波数特性からは考えられない。何か別の要因があるのかな？ ・が、気にしない。
・パワーＩＶＣ時の方形波応答を観る。 ・入力は±１．６ｍＡ１０ｋＨｚ方形波。
・オーバーシュートとアンダーシュートがあるが、パワーアンプ動作時に比してやや大きくなった。 ・その原因は初段差動アンプ非反転入力側のＲ６＝２２０ｋΩがあるためのようで、これを取り去ってＪ１のゲートをアース直付けとすると方形波応答波形はパワーアンプ動作時の方形波応答と寸分違わぬものとなる。 ・が、構わない。
・基板改修終了。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で３７．４ｍΩ、１００ｋＨｚで３４５ｍΩ程度。 ・低域では、最近復活したバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣの１/2。 ・終段が三極管特性の２ＳＫ６０でその出力インピーダンスがそもそも低いので、仕上がりの出力インピーダンスも低い。
・歪率を観る。
・パワーアンプ時とパワーＩＶＣ時を一緒に表示している。 ・グラフ線が２本しかないように見えるが、データがほぼ同じなのでパワーアンプ時とパワーＩＶＣ時のグラフが重なって２本しかないように見えているもの。 ・パワーアンプ動作でもパワーＩＶＣ動作でも、アンプ自体の動作に違いがある訳ではないので、同じ出力ならば同じ歪率になるのだね。 ・この辺はバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣでも同じだった。 ・最大出力はどちらの動作でも３０Ｗと言ったところ。
・シミュレートしているうちにケーシング終了。 ・ケースはタカチのHY９９−３３−２３BBに換装。 ・２ＳＫ６０は、１．５ｍｍ厚４０ｍｍ×４０ｍｍのアルミＬ字アングルに取り付け、そのＬ字アングルを放熱器構造の側板にタップを切って取り付ける。 ・調整はこの上に書いてある２０年前の調整法に同じ。 ・で、問題なく調整終了。
・早速音出し。 ・のために、他のアンプ達の前に並べる。 ・下は電源部。 ・アンプ部のパワースイッチがONの状態で電源部の電源スイッチをONにするとボッとポップノイズが出るが、アンプ部のパワースイッチをOFFにして電源部の電源スイッチをONにし、その後アンプ部のパワースイッチをONにすればポップノイズは皆無。 ・電源OFF時はポップノイズはない。 ・良いね。
・で、音。 ・三極管の音がする。 ・かどうかは三極管パワーアンプを聴いたことがないので知らないが、極めてまっとうな音がする。 ・私のＮｏ−１４４改（４Ω対応）UHC-MOS-FETパワーアンプやＮｏ−１３９もどきｗｉｔｈ２ＳＤ２１７パワーアンプ、そしてバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣらに勝るとも劣らない。 ・低音から高音まで限界なきがごとくの伸び感は如何にもＤＣアンプだ。特に低域の伸びと豊かさが良い。高域は明快で爽やか。 ・勿論パワーアンプ動作もパワーＩＶＣ動作も問題なく、どちらも良い音だ。 ・素晴らしいね。
・V-FET（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・先に復活したバッテリードライブ不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣのように顔を作りたかったが、黒パネルでは不可能。よって顔はのっぺらぼう。 ・上手く蘇った４０年前のＶ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）。 ・愉快。
・ようやく梅雨明けしそう。

２０１９年７月２８日

若干見直し

・再生したばかりのV-FET（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・若干見直した。 ・のは、保護回路の過電流検出回路。 ・とりあえずL・Rの両チャンネル分を一つの過電流検出回路で間に合わせていたのだが、こうすると、その検出電流値は当然大きいものになる。が、壊してはいけない２ＳＫ６０のドレイン電流（Ｉｄ）の絶対最大定格は５Ａなんだよね。 ・８Ω負荷で３０Ｗの正弦波出力に必要な電流値は２．７４A、６Ω負荷なら３．１６A、電源電圧と負荷からは８Ωなら２５／８＝３．１３Ａ、６Ωなら４．１７A流れる可能性があるので、両チャネル分だと７Ａ〜８Aで過電流検出をすることになる。が、そうすると万が一どちらかのチャンネルだけに過電流が流れたときには２ＳＫ６０の絶対最大定格Ｉｄ＝５Ａを超えてしまう。 ・まずい。 ・ので、過電流検出回路を両チャンネルで共有しないで、チャンネルそれぞれに設けることにした。 ・こう。
・プラス側の過電流検出回路のシミュレーション。 ・その「Det」電位が設定電流で６Vから０Vとなるように定数設定をする。
・結果。 ・ピンクのV（ｄｅｔ）の電圧変化だが、電流が４．９Ａ付近で６Ｖから０Ｖに急速に変化する。 ・上手い。
・マイナス側の過電流検出回路のシミュレーション。 ・これも、その「Det」電位が設定電流で６Vから０Vとなるように定数設定をする。 ・なお、１Ｓ１５８８は過電流検出回路のそばにはない。が、ＤＣオフセット検出回路にある。
・結果。 ・ピンクのV（ｄｅｔ）の電圧変化だが、６Ｖから−０．６Ｖにややブロードに変化する。 ・こちらは回路的に−０．６Ｖまで電圧は下がるが、０Ｖを交差するのは４．９８Ａ。 ・が、４０１１がＬｏｗ反転を検出するのはもっと高い電圧においてであろうから、実際はもう少し少ない電流値で過電流検出がなされることになる。 ・良さ気。
・音いいね。 ・Ｖ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）。 ・何か癒される感じ。 ・何故か？ ・さぁ？

２０１９年８月３日

V-FET (SIT)　2SJ18-2SK60

パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

再々生

・２０年前に製作したＶ−ＦＥＴ完全対称型パワーアンプ（ちょっとB-1？タイプ）を、２年前にV-FET（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣとして再生した。 ・が、この際、このＢ−１タイプのV-FET（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣを、電流ドライブのプッシュプルソースフォロア出力段による不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣとして再々生する。
・その前に、使用する２ＳＪ７７と２ＳＫ２１６のＳｐｉｃｅモデルをまたちょっと弄ってみた。 ・それらを２SJ77D、２SK216Dとし、その静特性。 ・Ｖｄｓ＝２０ＶでのＶｇｓ−Ｉｄ特性。 ・緑が２ＳＪ７７Dで赤が２SK216D。 ・データシートと比べると、まぁまぁかな。
・Ｖｇｓ−ＶｄｓーＩｄ特性。 ・Ｉｄの絶対最大定格は５００ｍＡであるから、右の５００ｍＡ以上のデータはフェイクである。 ・データシートと比べると、やや電流が流れやすい（多い）が、まぁまぁかな。
・実際に使用する低電流領域のＶｇｓ−Ｖｄｓ−Ｉｄ特性。 ・Ｖｄｓ＝２０Ｖ以下の領域における、電流の立上りがブロードであるべきところは、相変わらず再現できていない。 ・データシートと比べると、今度はやや電流が流れにくい（少ない）が、まぁまぁかな。 ・データシートでも同じだが、Ｉｄ＝１０ｍＡ付近の出力インピーダンスは２SK216で数十ｋΩ程度のよう。
・ソース抵抗５１Ωを入れて電流帰還を掛けてみる。 ・出力抵抗は１桁高くなったよう。 ・当然だが、ｇｍは小さくなった。
・等々、ちょっと考えて、こう。 ・B-1風の完全対称型はやめ、不完全対称型の電流ドライブ・プッシュプルソースフォロア出力段とする。 ・電源トランスは従前のものをそのまま使う。 ・と、アンプ前段の電源電圧は±８０V程度が得られる。 ・出力段用には従前どおりに±２５V程度でも良いのだが、巻き線があるので±３６V程度も得られる。 ・ので、その電圧を使い、併せて、出力段をパラ接続にしてパワーアップも図ろう。幸いトランスの容量も十分。 ・２ＳＪ１８−２ＳＫ６０は、２ＳＪ２０Ａ−２ＳＫ７０Ａに比すとｇｍが小さいので、ドライブ電圧にはより大きな振幅が必要になる。よって、前段の電源電圧は出力段より大分高い電圧が必要。 ・上手い具合に前段用に±８０Ｖの電圧が得られる巻き線があって重畳。 ・なお、従前の回路素子で使えるものは極力活用。ケース等もそのまま。 ・そうすると放熱能力は従前のままなので、終段素子のアイドリング電流は各素子１００ｍA、パラで２００ｍAと、従前型のシングルで２００ｍAだったアイドリング電流と同じにする。右のシミュレーション回路でもそうしてある。 ・これでも、終段素子のアイドリング時の損失は片チャンネルで従前型で１０Wだったものが１４．４Wと増える。が、従前型では放熱器はほんのり温まる程度なので、まぁ、大丈夫かな。
・そのゲイン-周波数特性。 ・パラメトリック解析で、赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲインであり、オープンゲインとループゲインは、下から上に負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。 ・緑のクローズドゲインは２６．８ｄＢ程度。 ・オープンゲインとループゲインは、従前の完全対称型とほぼ同じ。 ・２段目差動アンプの２ＳＫ２１６に電流帰還を掛けて、上手い具合に丁度良いオープンゲインに収まった。って、最終的には不完全対称抵抗値の調整で収めている。 ・パワーIVC動作時の特性は、これまでの経験からほぼ同じと思われるので、ミドルブルック法によるパワーIVC動作時のシミュレーションは省略。
・これでどれだけの出力が期待できるかを観るため、２ＳＫ６０をパラ接続した場合の静特性を観る。 ・電源電圧３６Ｖで負荷８Ωと４Ωの場合のロードラインを点線で引いてある。下が８Ω場合で上が４Ωの場合。
・右はパワーアンプの出力値に要する出力のピーク電圧値とピーク電流値。 ・交流であるからプラスマイナスとも必要。 ・これと上のグラフから、どの程度の出力を得られるかを観る。
・負荷８Ωの場合、グラフの８Ωのロードラインで、バイアス電圧Vgｓ＝０Vのラインとの交点のドレイン電流値が４A弱であるから、電流ピーク値が４A以上となる７０W以上の出力はそもそも得られない。 ・出力６０Wでは、必要ピーク電流値が３．８７３Aであるが、ちょうどバイアス電圧Vgｓ＝０Vのラインとの交点のドレイン電流値がその程度のようであるから、電流的には可能の範囲かも知れない。電圧的にはその際のドレイン−ソース間電圧は５V弱で、出力のピーク電圧が３０．９８Vであるから、電源電圧が３６Vであれば、電圧的にも可能の範囲かも知れない。 ・よって、負荷８Ωでは、５０Wは得られ、６０Wも期待できる可能性がある、と言ったところ。 ・次に負荷４Ωの場合。出来れば８Ω負荷の場合の２倍の出力を期待したいところだ。 ・が、グラフの４Ωのロードラインで、バイアス電圧Vgｓ＝０Vのラインとの交点のドレイン電流値が６．５A程度であるから、電流ピーク値がそれ以上必要となる１００Wや１２０Wの出力はそもそも望めない。 ・出力が８０Wであれば、電流ピーク値は６．３２５Aであるし、その際のドレイン−ソース間電圧は１０V弱で、出力のピーク電圧が２５．３Vであるから、電源電圧が３６Vであれば、電圧的にも可能の範囲かも知れない。 ・ということで、負荷４Ωの場合の最大出力は、得られても８０W以下にとどまる、と言ったところ。 ・さらに、電源を安定化している訳ではないので、実際は出力増とともに出力段用電源電圧は下がるから、実機の最大出力はもっと下がる。 ・なお、このSPICEモデルは手元にあるランク５８の２ＳＪ１８、２ＳＫ６０を模したもので、他のランクに比して飽和電圧が低く、カットオフ電圧が高いモノのよう。ランクが違えば飽和電圧、カットオフ電圧は大分異なるようなので、その場合、電源電圧等、設計を見直す要がある。
・ところで、２ＳＫ７０をパラ接続した場合の静特性。電源電圧３５Ｖで負荷８Ωと負荷４Ωの場合のロードラインを引いてある。同様に観ると、８Ω負荷では７０W弱、４Ω負荷では１２０W弱の出力が期待できることが分かる。 ・２ＳＫ７０は２ＳＫ６０に比して、低インピーダンス負荷でも大出力が得られる特性だ。また、ｇｍもより大きいので前段の電源電圧もより低くて可。
・１．４Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。
・どれもパラメトリック解析で、振幅が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷開放相当）の場合。 ・一番下が出力電位（赤）と終段２ＳＪ１８（ピンク）と２ＳＫ６０（緑）のゲート電位。 ・真ん中は、終段２ＳＪ１８のパラのドレイン電流値（ピンク）と２ＳＫ６０のパラのドレイン電流値（青）。 ・これを観ると４Ω負荷時のピーク電流値が８Ａ近くになっているが、上の静特性図で観た通り、４Ω負荷で６．５A以上の出力は得られるはずがなく、この４Ω負荷での結果は、このSPICEモデルが正確でないことによるフェイクである。要するに右での４Ω負荷での結果はどれもフェイク。 ・が、負荷８Ωでの結果は、ピーク電流値も４A弱であり、その際の終段のゲート電位も出力電圧を超えていないことから、丁度限界出力あたりであることが分かる。８Ω以上の負荷での結果は信頼に足る。かな。 ・一番上は２段目差動アンプのふたつの２ＳＫ２１６とカレントミラーの２ＳＪ７７のドレイン電流値だが、問題はない。なお、それらのアイドリング電流値は１０ｍA程度とそれなりに大きくしている。理由は、次に。 ・パワーIVC動作時の特性は、これまでの経験からほぼ同じと思われるので、ミドルブルック法によるパワーIVC動作時のシミュレーションは省略。
・入力±１.3Ｖｐ−ｐの１０ｋＨｚ方形波応答を観る。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。これも負荷４Ωの場合の結果はフェイクである。で、一番下が出力波形だが、当然どの負荷でも同じ応答。 ・下から２番目は、その場合の２ＳJ１８パラの合計ドレイン電流波形（ピンク）と２ＳK60パラの合計ドレイン電流波形（青）。どちらも電流値が大きい方から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω,１００ｋΩの場合。 ・上から２番目が、２段目差動アンプのＭ４、Ｍ５、そしてカレントミラーM６のドレイン電流波形。方形波の立ち上がり、立下り時にM4、M５、M６ともにパルス電流が流れている。 ・一番上が、その際の２ＳＪ１８と２ＳＫ６０のゲートに向けて流れる電流値。通常は０ｍＡだが、方形波の立ち上がりと立下りの瞬間に、２ＳJ１８と２ＳK６０のゲートに向けてパルス電流が流れている。線が重なっているが、立上り時は共に２０ｍＡ程度、立下り時には共に−１６ｍＡ程度流れている。これは、２ＳＪ１８と２ＳＫ６０の入力容量等を充放電する電流に相違ない。そして、これが２段目差動アンプのＭ４、Ｍ５、そしてカレントミラーM６に流れるパルス電流の正体。 ・カレントミラー負荷差動アンプの動作電流が各１０ｍＡなので、差動の片方に流れる最大電流は２０ｍＡ。だと思っていたのだが、この結果からすると、最大電流が４０ｍＡになっている。実際、Ｒ１２の電流推移を観るとこのピーク時に４０ｍＡ流れている。何故か？　知らない。 ・概算、終段のＶ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）の入力容量等＝１９０ｐ×４＝７６０ｐＦとなるので、ここでのスルーレート＝２０／７６０＝２６．３V／ｕＳだから、出力を−３０Ｖから＋３０Ｖまで立ち上げるには６０／２６．３＝２．２８ｕＳの時間を要する。と、思っていたのだが、４０ｍＡ流れるのなら、スルーレート＝４０／７６０＝５２．６Ｖ／ｕＳ、従って、出力を６０Ｖ立ち上げるためには６０／５２．６＝１．１４ｕＳの時間を要するということになる。
・入力方形波を１００ｋHzにすると、この辺がより分かりやすい。 ・V-FET（SIT）もそれなりに入力容量等があるので、高い周波数までドライブしようとすれば、それなりの電流を供給できるドライバーが必要。 ・２ＳＪ２０A−２ＳＫ７０A パワーアンプ兼パワーＩＶＣでは、２ＳＪ２０Aと２ＳＫ７０Aの入力容量等が２ＳＪ１８や２ＳＫ６０の入力容量等に比較するとかなり大きいので、プッシュプルフォロアドライバーでドライブした。 ・が、２ＳＪ１８と２ＳＫ６０であれば、パラであっても、２段目差動アンプに可能な動作電流で、それなりに遜色のない高域特性が得られるのではないか。要すれば、カレントミラー負荷２段目差動アンプがプッシュプルドライバーとして十分に機能するのではないか。 ・と思って、差動アンプの片方に最大２０ｍA流れるように、２段目差動アンプの動作点＝１０ｍAとしたのである。 ・そうすれば、出力を−３０Ｖから＋３０Ｖまで立ち上げるには６０／２６．３＝２．２８ｕＳと、それなりの速度のアンプになるはず、と考えたのだ。 ・が、２段目差動アンプの片方には４０ｍA流れるのであった。 ・何故か？　知らない。 ・結果、出力を６０V立ち上げるために６０／５２．６＝１．１４ｕＳの時間を要するということで右のような結果になっている？ ・まぁ、いいか。（爆） ・もしこれが本当なら、近ごろ拵えた不完全対称型電流ドライブ・プッシュプルフォロア出力段採用のパワーアンプ達と同様の速度のパワーアンプを、プッシュプルフォロアドライバーなしで出来た、ということになる。
・比較のため、 ・同様、２ＳＪ２０A−２ＳＫ７０A パワーアンプ兼パワーＩＶＣの場合。
・２ＳＪ４９−２ＳＫ１３４ パワーアンプ兼パワーＩＶＣの場合。
・そして、２ＳA１００７A―２ＳC２３３７A パワーアンプ兼パワーＩＶＣの場合。 ・方形波の立上り、立下り時、出力段に貫通電流が生じている。 ・これら１００ｋHz方形波応答では、良く観れば２ＳＪ２０A−２ＳＫ７０A パワーアンプ兼パワーＩＶＣでも、２ＳＪ４９−２ＳＫ１３４ パワーアンプ兼パワーＩＶＣでも貫通電流が生じている。が、一番顕著なのがこの２ＳA１００７A―２ＳC２３３７A パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。一方、今回の２ＳＪ１８−２ＳＫ６０ パワーアンプ兼パワーＩＶＣは貫通電流の気配は全くないよう。 ・で、２ＳA１００７A―２ＳC２３３７A パワーアンプ兼パワーＩＶＣの場合の貫通電流は、出力段上下パワートランジスタのベース間に１ｕＦをパラに入れるだけでなくなる。
・こう。 ・が、通常そういう高周波信号は入力されないので無視。
・バッテリードライブ ２ＳA６４９−２ＳD２１８ パワーアンプ兼パワーＩＶＣの場合。 ・これも、方形波の立上り、立下り時、出力段に貫通電流が生じている。こちらはいわゆるＪＢＬドライバーだが、あまり効果はないよう。 ・これの場合も出力段上下のベース間に１ｕＦを入れるだけでなくなるのは同じだが、入れていない。 ・ところで、これら先に作ったパワーアンプ兼パワーＩＶＣのスルーレートも、こうしてみると今回の２ＳＪ１８−２ＳＫ６０ パワーアンプ兼パワーＩＶＣとほぼ同じ。 ・それらのスルーレートは、初段差動アンプの動作電流と２段目差動アンプのＢ−Ｃ（Ｇ−Ｄ）間の位相補正Ｃによって決まったものだろう。 ・初段の動作電流が同じなので、位相補正Cが５ｐFのバッテリードライブ ２ＳA６４９−２ＳD２１８ パワーアンプ兼パワーＩＶＣが一番高速。 ・これらは、今回の２ＳＪ１８−２ＳＫ６０ パワーアンプ兼パワーＩＶＣのように終段の入り口で決まっていないので、これらを多少動かし、もうちょっと高速にすることは可。 ・が、別にこれで不足がある訳でもない。ので、そのままで良い。
・この際、従前のＢ−１タイプのV-FET（ＳＩＴ）完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣの１００ｋHz方形波応答も観る。 ・MOS-FETがモデリングをちょっと弄ったDタイプになっている。 ・入力は±０．５Vｐ−ｐ。 ・負荷は８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋＨｚのパラメトリック解析。２ＳＫ６０のシングルプッシュプルでは４Ω負荷は無理。
・一番下が出力波形。 ・まぁまぁ綺麗。上の方で１０ｋＨｚ方形波応答を観た際には、立上り、立下りにかなりのオーバーシュート、アンダーシュートが出ていたが、それはMOS-FETのモデリングが悪かったためのよう。ただ、これでも立上り時に僅かにオーバーシュートがある。 ・下から２番目が出力段上下の２ＳＫ６０の電流波形。立上り時はあまり綺麗でない。立下り時にはかなりの貫通電流が流れている。 ・上から２番目がドライバー２ＳＫ７９の電流波形。１番上が２ＳＫ６０のゲートに向けて流れる電流波形。 ・方形波立上り時にはドライバーである２ＳＫ７９から終段２ＳＫ６０の入力容量等の充電のための電流が十分に供給されるものの、その立下り時にはその放電のための電流が十分には吸い込まれない。 ・ので貫通電流が生じる？ ・シングルフォロアドライバーでは無理？
・単なるシミュレーション。信じてはいけない。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で２１ｍΩ、１００ｋＨｚで１５９ｍΩ程度。 ・パワーIVC動作時の特性は測定を省略するが、ほぼ同じだろう。
・歪率を観る。
・１ｋHzと１０ｋHzの正弦波で見ると、歪率０．１％以下で８Ω負荷では６４Ｗ、４Ω負荷では１２８Ｗの出力が得られるようだ。が、１００ｋHzでは１０ｋHzの１０倍以上の歪率となっており、１％以下を許容すれば８Ω負荷で６４W、４Ω負荷で１２８Wの出力が得られるといったところである。 ・１００ｋHzのループゲイン≒NFB量は１０ｋHz以下の周波数より概ね２０ｄB小さい、即ち概ね1/10なので、歪率が概ね１０倍になるのは理屈なのだが、１０倍をちょっと超えているのはやや残念。 ・ところで、上で観た通り、このアンプは４Ω負荷で８０W以上の出力はそもそも望めないので、ここでの１２０W、１２８W、１４０W、１６０Wでの結果はフェイクである。 ・さらに、どの電源も安定化している訳ではないので、出力段用電圧は出力とともに下がる。従って、実機の最大出力はもっと小さいものになる。 ・が、我が家の環境では十二分。 ・パワーIVC動作時も結果はほぼ同じだろうから、測定は省略。
・では、何故フェイクでも結果が得られるのか？ ・それは、このSPICEモデルが、ゲート電位がソース電位に対して順バイアスになった場合も右のようにそれなりの結果が得られるモデリングになっているためである。 ・実際のV-FET（ＳＩＴ）は、順バイアス領域ではトランジスタ的動作となり、入力インピーダンスは急激に下がり、ゲート電流が流れるものになるようだ。それが分かる資料がこれ。右上の図の通り、順バイアス領域ではゲート電流がかなり流れてドレイン電流を流すものになる。 ・これでは、順バイアス領域は、今回の回路では前段の電流供給能力からして使えない。 ・モデルが対応していないし、回路もそれに対応していないので、ゲート電流を流して順バイアス動作で使う想定は不可。実際不能。
・と、シミュレーションしているうちに新基板が出来上がってきた。
・回路はこう。 ・アンプ部はシミュレーションの通り。 ・が、終段のバイアス回路のツェナーダイオードが１２Vでは終段のアイドリング電流が予定より多く流れるため、１４Vの１N５２４４Bにした。 ・２ＳＪ１８と２ＳＫ６０の現物は、モデルよりも、もう少し飽和電圧は低く、カットオフ電圧は高いもののよう。
・電源部は所要の定数変更。 ・また、この際なので、電源スイッチをNKKのS-1AからS-３３２Jに変え、スイッチオフで出力段用電源電解コンデンサーの電荷を素早く抜くようにした。 ・前段用の±８０V電源についても、ブリーダ抵抗を付け、電源オフ後に電解コンデンサーの電荷をそれなりの間に抜くようにした。
・電流制限回路は、７．５A程度でシャットダウンするよう設定。 ・静特性から、４Ω負荷でも８０Wが出力限界なので、電流を流せるよう設定する意味はない。ので、素子の安全のためにも低めに設定。
・アンプ部は、V-FET（SIT）を放熱器に増設し、外したケースを再度組み、裏返して新基板を取り付け、所要の調整をしながら配線作業をすれば、出来上がり。 ・２ＳＪ１８と２ＳＫ６０の電極配置はこう。電極端子側から見た図なので誤りなきよう。
・早速音出し。
・ウィリアムス浩子。 ・この人の作品は音が良い。 ・今回再々生した２ＳＪ１８−２ＳＫ６０不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。期待通りの情感溢れる音。
・昔のアイドル。 ・今も活躍中。 ・デビュー３５周年記念。 ・セルフカバー。 ・演奏、録音良し。 ・変わらぬ声で、最早童謡のような情感。良い。
・もう大分になるが、NHKで有名になって良かった。 ・ｆｆからｐｐまで。沁みる。
・こだわりの録音手法で実現した最高の音質、というUNAMASU。 ・嘘なし。
・知らない人だが。 ・素晴らしい。
・井筒香奈江。 ・素晴らしい。
・再々生した２ＳＪ１８−２ＳＫ６０不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・出力のDCオフセットが±１５０ｍV程度にも達するのは今ひとつである。２段目差動アンプの発熱がそれなりにあるせいかな。カスコードアンプを付けて損失を委ね、差動アンプ自体の発熱を減らせば改善するかも知れない。 ・が、このシンプルな回路で行く。我が家の環境ではこの程度のオフセットは問題なし。 ・最早手に入らないＶ−ＦＥＴ（ＳＩＴ）。その奏でる音は期待通り。 ・喜ばしい。

メンテナンス

・ちょっとメンテナンス。	・終段のバイアス回路の変更のみ。 ・ＺＤ５とＺＤ６を１４Ｖの１Ｎ５２４４Ｂから１６Ｖの１Ｎ５2４６Ｂに、Ｒ１３を５．６ｋΩから２．２ｋΩに。
・しっとりした一日。 ・時のまにまにＶ−ＦＥＴパワーアンプ。 ・きょうも静かに流れていく。

・インスタントレタリングで化粧。

メンテナンスその２

・特段のメンテ項目はないが、この際、オシロで位相補正が適正かどうかを観る。
	５ｐF　１０ｋHz　横軸２０ｕＳdiv　縦軸下０．０５Vｄｉｖ　上１Ｖdiv
・現行の位相補正５ｐFの場合。 ・先ずは、１０ｋHz方形波。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・輝線に何かまとわりついているが、観測環境のせいなのでそれは無視。 ・出力波形には、オーバーシュートとアンダーシュートがある。少し大きめだし、リンギングもありそうに観える。
	５ｐF　１００ｋHz　横軸２ｕＳdiv　縦軸下０．０５Vｄｉｖ　上１Ｖdiv
・次ぎに、１００ｋHz方形波。 ・立上りのオーバーシュートと立下りのアンダーシュートがあり、それらが折り返して３波程度のリンギングになっている。 ・この程度なら昔の先生の教義からすれば妥当の範囲だと思われる。 ・が、もう少しオーバーシュート、アンダーシュート、リンギングを減らしたところを狙っても良いかもしれない。
・位相補正を５pFから１０ｐFに変更。
	10pF　１０ｋHz　横軸２0ｕＳdiv　縦軸下０．０５Vｄｉｖ　上１Ｖdiv
・１０ｋHz方形波。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュートもアンダーシュートもないように見える。
	10pF　１００ｋHz　横軸２ｕＳdiv　縦軸下０．０５Vｄｉｖ　上１Ｖdiv
・１００ｋHz方形波。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュートもアンダーシュートもない、と言えるが、立上り、立下りの肩で折り返して２波のリンギングになっている。 ・この辺で良いのではないか。
	１０ｐF　１００ｋHz　横軸２ｕＳdiv　縦軸下０．０５Vｄｉｖ　上１Ｖdiv 　８Ω
・同じく１００ｋHz方形波応答だが、こちらは８Ω抵抗を負荷にした場合。 ・下が入力波形、上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュートもアンダーシュートもリンギングもなくなったが、応答の角が丸まっている。 ・不思議なことに、入力信号の応答の方に、先ほどの出力応答波形にそっくりなリンギングが生じている。 ・多分、観測手法が悪いのだろう。 ・位相補正は、１０ｐFにする。
・よって、全回路図はこう。 ・位相補正が、５ｐFから１０ｐFになったのみ。
・位相補正が、５ｐFから１０ｐFになって、音はどうなるのか？
・う〜ん．．． ・全く分からない。（爆） ・ただ、ただ、良い音。

２０２３年１１月２０日