これを一目見て何者なるかを理解した人は、かな〜り古い。　（＾＾；

今も生きているこれの仲間がどこかにあるだろうかなぁ・・・

これが、スイッチング周波数６１３ＫＨｚのスイッチングレギュレーター。

今やスイッチング電源など当たり前に家電製品にも使われていて珍しくも何ともないようだが、金田式でも今から２０年ほど前にスイッチング電源が使われていた時期があったのだ。

基盤中央上に鎮座しているのが双信のポットコア。これがスイッチング電源の心臓部だが、これに流す電流を断続（スイッチング）することにより、このコイルに逆起電力を発生させ入力電圧より高い出力電圧を得る、昇圧型スイッチング電源である。

電流の断続タイミングを出力電圧と基準電圧との比較により制御し出力電圧を一定に保っているのでスイッチングレギュレーターというわけだ。

実際、入力電圧が直流７Ｖ〜１５Ｖの範囲で２７Ｖ〜３０Ｖの直流出力電圧が得られるものだ。こういうのをＤＣ−ＤＣコンバーターとも言うのかな？

入力は何か？って。勿論乾電池です。

これが基盤裏側。

目立つのは勿論右上のトランジスタだが、これがポットコアに流す電流を断続しているスイッチングＴＲである。富士通の２ＳＣ２４３０だ。

Ｖｃｂｏ＝１２０Ｖ、Ｖｃｅｏ＝１２０Ｖ、Ｉｃ＝１０Ａ、Ｐｃ＝１００Ｗ、ｆＴ＝８０ＭＨｚ、Ｃｏｂ＝２００ｐＦ、ｔｒ＝０．２ｕＳ、ｔｆ＝０．１２ｕＳ、ｔｓｔｇ＝０．７ｕＳという規格のスイッチング用途のトランジスタだ。

ということも昨年トラ技に付いてきた“復刻版　トランジスタ規格表’８８”によって分かる。分かったからどうこうという話しでもないのだが・・・（＾＾；

敢えて話題にすると、当時既に日立の２ＳＫ１３４等のパワーＭＯＳ−ＦＥＴは存在しており、実はスイッチングスピードはそちらの方が高速なので、ここに２ＳＫ１３４を起用するとスイッチング周波数ももっと上げられるのだが、やはりＭＯＳは音が冷たく固い、ので採用が見送られた、ということがどこかに書いてあったように思う。違ったかな（＾＾；

なお、わざわざ裏側に配置しているのは、勿論配線距離を最短に保つため。

わざわざ横にして見てもらうほどの大したことではないのだが、電池電源から電流が赤の配線で左側から直にポットコアに入り、ポットコアから直にスイッチングＴＲのコレクタとスイッチングダイオードに繋がり、スイッチングダイオード出力に双信ポリカーボがパラとなりそのまま出力となって右側赤の配線に抜ける。という単純な構造がこれで見える。

基盤上にたくさん載っているＩＣ等の他の素子類は、このルートにあるスイッチングＴＲのベースを制御するためにあるものなのである。

スイッチングダイオードも配線距離が最短になるようにこんなところに配置されている。スイッチングダイオードは別に能動的なスイッチング動作をしているわけではないが、６１３ＫＨｚのスイッチング速度で出力されてくるパルス電圧に遅れることなくいわゆる整流動作を果たす必要があるので、高速動作が可能なものでないと効率悪化を招くのだ。

ために、ファーストリカバリータイプの３０ＤＦ２である。

今となってみれば当然リカバリータイムのさらに高速な３１ＤＦ２とか、ショットキーバリアダイオードを使うべきではないか、ということは確かではあるのだが、当時ないものを使ってしまうと復刻の趣旨に反する。ので、オリジナルの３０ＤＦ２としたのである。

で、これがその回路。

金田式でＳＷレギュレーターが登場したのは１９８０年１０月が最初だが、当初はスイッチング電源用途の専用ＩＣ、ＳＧ３５２４を使用したものであったものが、８２年４月のＮｏ−６３“新スイッチングレギュレーター採用　ＤＣマイクロフォン”で高速差動コンパレーターμＡ７６０を中心とする「単純明快かつ安定なディスクリートタイプ」となったのである。

このμＡ７６０を起用した新スイッチングレギュレーターは瞬く間に全てのＤＣアンプに応用され、最終的に多重出力ＳＷレギュレーターまで進化し、85年10月のＮｏ−８７“ロボット型ＤＣマイク”を最後にＳＷレギュレーターが絶滅するまで使われた、という歴史がある。

が、これにはμＡ７６０が使われていない。ＬＭ３１９なのだ。

何と言うか・・・（＾＾；、Ｎｏ−６９の記事ではこのＬＭ３１９を使用したＳＷレギュレーターがμＡ７６０使用のＳＷレギュレーターに替わり新タイプとしてその後の主流になるもののような記述だったのだが、何故かそうなることなく結局μＡ７６０タイプがその後も使用されつづけたために、ＬＭ３１９を使用したＳＷレギュレーターはこのＮｏ-６９で使用されただけとなり、結果ＬＭ３１９採用のＳＷレギュレーターは“幻のＳＷレギュレーター”になってしまったのだ。

だから、未だに当時のＳＷレギュレーターが生き残っているとしてもこのＬＭ３１９タイプが残っている可能性は非常に低いだろう。

それがここに蘇ったのだ。う〜ん、何とも貴重。（＾＾）
な〜んて（＾＾；

素人が回路自体を説明してもしょうがないので、興味のある方はそれぞれ勉強して頂きたいと思うのだが、簡単に昇圧型スイッチング電源の原理をこのスイッチングレギュレーターに即して表すと右のようになる。

これだけなのだ。

スイッチングＴＲ２ＳＣ２４３０がオンになると、１００ｕＨのコイルに電流が流れる。

続いてスイッチングＴＲがオフになると、１００ｕＨのコイルに電磁誘導作用で電流を引き続き流そうという方向の起電力が生じる。図で言えばコイルの左側がマイナスで右側がプラスの起電力だ。

だからその際、電源電圧の１５Ｖ＋コイルの起電力による電圧が３０ＤＦ２を経由して出力コンデンサー２．２ｕＦに蓄積され、入力電圧の１５Ｖより高い電圧が出力される。

次に２ＳＣ２４３０がオンになり同じサイクルが繰り返される訳だが、２ＳＣ２４３０がオンの際には３０ＤＦ２は逆バイアスで出力コンデンサー側との導通を遮断するので、出力コンデンサーに蓄積された起電力は温存される訳だ。

が、原理は簡単でも実際に作るのは難しい。上の回路図のように、考えて作った人だけが「単純明快」と言う資格を有する、智慧と努力が結集された回路になる訳だ。

が、やはり当時も記事の回路図には一部間違いがあるのである。また、Ｎｏ−６９の記事ではその基盤配置図（プリント基板図）も掲載されなかった。その基板配置図が掲載されたのは翌８３年７月のＮｏ−７５においてなのだ。しかもこの基板配置図にも間違いがある。（鬱）

ああ〜（嘆）。これでは誰が作れるのだろう。

だから、ＬＭ３１９を使用したＳＷレギュレーターがこの世に今もある確率は限りなく０に近いのではなかろうか。

この時期は未だ多重出力ＳＷレギュレータとはなっていないので、アンプがプラスマイナスの２電源を要請するのに合わせて電源部もプラスマイナスの２電源を用意しなければならない。

だからＳＷレギュレーターも２台になる。２台間の違いは、ごく近い発振周波数が重なってビートが生じないように一方の発振器で作った発振信号を共有するための回路だけである。

ＳＷレギュレーターはこの後１台でプラスマイナス２電源あるいは３電源も出力できる多重出力型まで進化した。

が、あれは持ち運ぶ乾電池を極限まで減らしたいというＤＣマイク録音における要請にはマッチするものだったのだろうとは思うが、家で据え置きで使う再生アンプ類には必ずしもマッチしたものだったとは言えなかったのではなかろうか。

多重出力は確かに１台のＳＷレギュレーター、ということは電池も１５Ｖ１組からプラスマイナス２組の出力が得られる。ＳＷレギュレーターも電池も半分で良いわけだ。資源が半分でよいのだから実に効率的だ。

が、エネルギー効率も２倍になる訳ではないのだ。１５Ｖ１組の電池からプラスマイナス２電源を取り出せば、入力側の消費電流は倍になるのが理屈というものである。だから、電池の持ちは当然悪くなる。

ＳＷレギュレーターを起用した最後のＤＣプリアンプである８４年１２月のＮｏ−８２のデータを見ると、１５Ｖ入力の場合４９０ｍＡの入力消費電流であり、入力電圧が１０Ｖに下がるとこれが６２０ｍＡにも達してしまう。

ハッキリ言ってこれは乾電池で実用的なレベルを超えている。

Ｎｏ−６９の単独出力タイプでも、１５Ｖ入力時２７０ｍＡ、７Ｖ入力時５４０ｍＡなのである。
これでも決して電池の持ちは良くない。当時のナショナルＮＥＯハイトップでも電池消耗を気にしないで落ち着いて音楽鑑賞に浸れるといったレベルのものではなかった。

これが倍の消費電流となればそれこそアッという間に電池がなくなってしまう。電池消耗が気になってとても長時間音楽鑑賞をしているどころではない。

ＧＯＡ移行とＳＷレギュレーター絶滅の要因がこの辺りもにある。と思うのだが、まぁ、それはどうでもいいか（＾＾；。

ということもあって、今回は単独出力タイプのＮｏ−６９のＳＷレギュレーターのままとするのである。

さて、ＬＭ３１９タイプの幻のＳＷレギュレーターの復刻は上手く完了した。

ので、ＳＷレギュレーターには付き物ということらしいノイズというものを見てみよう。

右が単純にＳＷレギュレーター出力２９Ｖにプローブを取り付けたところ、オシロスコープの画面に表示されたノイズ波形だ。

縦軸が１０ｍＶ／ｄｉｐ、横軸が１ｕＳ／ｄｉｐである。

２９Ｖの直流出力にノイズが乗っている。プラスマイナスのピーク３０ｍＶ程度の三角波的ノイズが基本波になっているのだが、１０ｕＳで６波ということは周波数６００ＫＨｚということになる。

であれば、これはスイッチング周波数だ。
ということは、これがまさにスイッチング動作により出力コンデンサーにスイッチングダイオード３０ＤＦ２により充電され、また、負荷に放電される電圧の様が現れたものということだろうか。

う〜ん。これのスイッチング周波数は６１３ＫＨｚとあるのだが、実際は６００ＫＨｚにしかならなかった、ということなのか・・・（＾＾；

６００ＫＨｚの基本波の上に大分高調波が乗っているようなので、横軸を５倍の２００ｎＳ／ｄｉｐにしてみた。

ＭＨｚオーダーのノイズが乗っている。

基本６００ＫＨｚのプラスのピークを越えた時点で大きなレベルとなるが、マイナスのピークを越えた時点でもそれなりの大きさとなっている。

何がこの原因であるのかは分かろうはずもない。

のだが、果たしてこれらのＳＷレギュレータ出力に現れる６００ＫＨｚ及びＭＨｚオーダーの数十ｍＶレベルのノイズ。このあとのプッシュプルレギュレーターを経てアンプ出力にはどのように伝達されて現れるのだろうか？なかなかに興味深い。

ところで、Ｋ先生の作例ではＳＷレギュレーターのノイズ輻射の影響がアンプに及ぶのを防ぐため、間にアルミの遮蔽板が設けられていたのだが、今回復刻に当たっては怠けて省略してしまったのである。

が、我が耳で聞く限りにおいてはアンプ初段の２ＳＫ９７が発するホワイトノイズ以外のノイズは何も聞こえて来ない。ように思うのだが・・・（＾＾；

と言っても、こうなる前の調整中にはＳＷレギュレーター由来と思われるビートが聞こえたりしたのも事実である。
が、ことはそう単純ではなく、Ｎｏ−１２８？でも苦労したアース引き回し等の問題も絡んでいるようで、この辺は下でまた触れることとしよう。

（２００３年５月２４日）

次は、超高速プッシュプル・レギュレーター。

現代の完全対称型は微弱な信号を扱うＭＣプリアンプでもレギュレーターが使われていないのだが、いにしえの第１世代ＤＣアンプ群には、本体以上に巨大で高度な安定化電源（＝レギュレーター）が登載されていたのである。

今回復刻するＮｏ−６９のＭＣプリアンプも、オリジナルは上の「最新超高速ＳＷレギュレーター」を経て「超高速シリーズ・レギュレーター」により安定化された電源が供給される構成である。

が、今回復刻に当たっては、Ｎｏ−６９の「超高速シリーズ・レギュレーター」に代わって８４年１２月のＮｏ−８２のＭＣプリアンプに起用されている「超高速プッシュプル・レギュレーター」を復刻することにした。

何故か？それは、これがレギュレーターとしても、抵抗負荷２段差動という第１世代の型式の最終形だから、である。こちらは折角だから第１世代発展の最終形を復刻したい。

上のＳＷレギュレーターの場合は、最終形は多重出力だが、それはどちらかというと音というより資源の効率のための進化だったのだが、こちらがシリーズレギュレーターからプッシュプルレギュレーターに進化したのは、正に音のためなのである。

今回のＤＣアンプシリーズ３０周年記念プロジェクトの気分は、多分に第１世代の究極を復刻したいというところにあるので、であればこちらは当然この「超高速プッシュプル・レギュレーター」が選ばれることになるだろう。というものだ。

これにより今回の復刻ＭＣプリアンプは、Ｎｏ−６９のＳＷレギュレーター＋Ｎｏ−８２のＰＰレギュレーターという電源構成になったのである。

回路はこう。

誤差アンプが抵抗負荷の２段差動アンプという希有なものなのだ。

この部分ＴＲ１個で済ませる例が多い中で、差動２段の構成としたのは、第１世代当初用いたＯＰアンプによる誤差アンプ構成に匹敵するゲインとＯＰアンプに勝る周波数帯域のものでなければ、ＯＰアンプを起用したレギュレーター以上の音が得られるものではなかったからに違いあるまい。

ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で誤差アンプ部のゲイン周波数特性をシミュレートしてみよう。

電圧ゲインは低域で８５．５ｄｂ程度と出た。高域のｆｃ（△３ｄｂポイント）は２２ＫＨｚ程度だろうか。
位相の方はここは１８０°反転しているのでデータに１８０°を加算して表示している。１００ＫＨｚ以上で位相補償が利いていて、位相が１８０°回転するポイントは１５ＭＨｚ付近である。

これがどれだけ現実の姿に近いのか不明だが、仮にこれが正しい姿だとすれば、誤差アンプにＯＰアンプ７０９を用いた場合に比較して、極低域でそのゲインにやや及ばないものの、１００Ｈｚ以上の帯域では優にそれ以上のゲインが獲得できている、ということになろうか。

もっとも、ゲインだけの理由でＯＰアンプからディスクリートに転換した訳ではない。のだろうが。

実は、この抵抗負荷２段差動アンプによる超高速ＰＰレギュレーターは第１世代の最後に現れたということもあり、実際に使われたのは第２世代のＧＯＡアンプにおいてだったので、ＧＯＡアンプの電源として記憶している方の方が多いかもしれない。

このＰＰレギュレーターが登場したのは８４年１２月だが、翌８５年は周知の通り、ＧＯＡが登場してＫ式の世界が一挙に相転移した年なのだ。その相転移の中で抵抗負荷２段差動アンプによる超高速ＰＰレギュレーターだけが当分の間存続を許されていたのである。

が、やはりというべきか。
８６年８月のＮｏ−９２において誤差アンプにＧＯＡを導入した“最新式超高速ＰＰレギュレーター”が登場するとともに絶滅の時を迎えたのである。

さて、この超高速ＰＰレギュレータ使用上の注意事項をひとつ。

出力のプッシュプルのプル側のトランジスタは負荷が小さくなってレギュレータ出力電流が減った場合にはその分の電流を吸い込むことになる。のだが、このＰＰレギュレーターは電源供給先であるアンプ負荷が存在していること、すなわちいつも一定の出力電流があることを前提にして作られているのである。

したがって、このＰＰレギュレーターを製作して調整しようとする場合は、必ず出力に５６０Ω程度のダミー抵抗を繋いで出力電流を流した状態で調整しなければならないのだ。

それをしないで出力オープンのままで入力電圧を加えるとどうなるか？

プル側の２ＳＢ７１６、２ＳＤ７５６が壊れる。

さて、超高速ＰＰレギュレーターの復刻も上手く完了した。

ので、ＳＷレギュレーターの出力に現れていたスイッチングノイズらしきものがこの超高速ＰＰレギュレーターの出力にも現れるものなのかを見てみよう。

ＳＷレギュレーターの出力がＰＰレギュレーターの入力だから、ＰＰレギュレーターの出力を見るとＰＰレギュレーターの効果、能力が分かる。ということであるのだ。

右が単純にＰＰレギュレーター出力２５Ｖにプローブを取り付けたところ、オシロスコープの画面に表示されたノイズ波形だ。

縦軸が１０ｍＶ／ｄｉｐ、横軸が１ｕＳ／ｄｉｐである。

２５Ｖの直流出力にノイズが乗っている。プラスマイナスのピーク最大３０ｍＶ程度のパルス的ノイズで、ＳＷレギュレーターの時のような三角波的ノイズではなくなった。

パルスは大きいのと小さいのと２つのピークがあるが、それぞれ１０ｕＳで６波ということは周波数６００ＫＨｚということになる。

であれば、これもスイッチング周波数だ。

横軸を５倍の２００ｎＳ／ｄｉｐに拡大してみよう。

ＭＨｚオーダーのノイズだ。

なるほど。これは上のＳＷレギュレーターの出力において基本６００ＫＨｚの三角波の上に乗っていたＭＨｚオーダーの高調波的ノイズだ。

ＳＷレギュレーター出力に出ていた６００ＫＨｚの三角波ノイズは、この超高速ＰＰレギュレーターの抑圧能力で取り除かれたようだ。

が、それより１桁以上周波数の高いこのＭＨｚオーダーのノイズは、超高速ＰＰレギュレーターの抑圧能力が及ばずＰＰレギュレーターの出力にもそのまま漏れてきたのだ。

と、いうことだろうか。

とすれば、図らずも超高速ＰＰレギュレーターの効能とその限界を目で見ることとなった。と言うわけだ。

ふ〜む。

ではアンプの出力においてはこれはどのように現れるのだろう？

（２００３年５月２５日）

次はアンプ本体。

常に進化を続けているＤＣアンプシリーズにおいては、過去のアンプには何の意味もない。というのが公式見解だ。

確かに、理想ＮＦ型イコライザー方式ではない第１世代のＭＣプリを復刻するのは、その点でも復刻という以上の意味はない。

のだが、敢えてシリーズ第１世代のＭＣプリアンプを復刻するのである。

温故知新。
ということもあるし、ＳＷレギュレーターや超高速ＰＰレギュレーターというのも今や失われた面白さであるし、これで動作させる第１世代の抵抗負荷２段差動型の音が現代完全対称型の音に本当に劣るのか確かめてみたいし・・・。

近年とみに評判の良い真空管プリは別に理想ＮＦ型イコライザー方式ではないしなぁ・・・、ならばこれだって別に悪くはないのでは・・・な〜んて。（＾＾；

なお、理想ＮＦ型イコライザー方式等の金田式ＤＣアンプシリーズの歴史におけるＭＣプリアンプの変遷については、ＮＦ型イコライザーのＳｔｕｄｙを行ったこちらへどうぞ。

で、右が抵抗負荷２段差動アンプ＋プッシュプルエミッタフォロア構成のアンプユニット２台で分配型イコライザー方式によりＲＩＡＡイコライズ特性を得ているＮｏ−６９のＭＣプリアンプ。分配型イコライザー方式であるからＭＣカートリッジ専用だ。

調整用の半固定抵抗が見えない。そう、もとよりそういうものは使われていないのだ。当時は接点１個にもシビアな今以上に妥協のない実にストイックなアンプづくりだったのである。

それがＡＴ−１基盤１枚に収まっている。オリジナルは基盤を２枚に分けて間を２４９７で結線していたから、この点復刻の趣旨にはやや反するのだが、スペース効率や２４９７での結線の面倒さなどを思うと、１枚基盤に収めて間はダイエイ電線２０芯で結線したい、ということでこうになった。（＾＾；

回路はこう。

Ｎｏ−６９のものだが、この頃のアンプ回路は完成型として動きがなかったからＮｏ−６９ｏｎｌｙの回路ではない。Ｎｏ−８２の回路と言っても可だ。

コンデンサーや抵抗の方向性については、Ｎｏ−６９の１９８２年段階では未知の事項だが、復刻とは言え偶然に揃うこともある訳なので、今回はＳＷレギュレーターもＰＰレギュレーターもこのＭＣプリ本体も正しい（と思われる）方向に揃えてある。のだが、２段目差動アンプの定電流回路関係の抵抗の方向については疑義が残った。このためファーストイコライザーとセカンドイコライザーで指定が逆になっているのだが、どちらが正しいのかは不明。（＾＾；

アッテネータはオリジナルと違ってステップを倍の１２ステップにしてある。ＴＭＳの２段４回路６接点の回転ストッパーを切り取り、２段２回路１２接点に作り直す。昔の録音アンプで使われた手法だ。今もそうだがオリジナルではゲインが大きすぎるので、この方が実用的。

ケースはオリジナルに忠実にということであれば、当時テクニカルサンヨーが鈴蘭堂のＯＥＭ（？）で出していたＡＫ５００というケースになるのだが、ないし、底が深いのも使いにくいし、鈴蘭堂のＣＬ−１０ＡＬに配置すると面積的にピッタリなので、ＣＬ−１０ＡＬに右のように収めた。

右から超高速ＳＷレギュレーター（Ｎｏ−６９）、超高速ＰＰレギュレーター（Ｎｏ−８２）、ＭＣプリアンプ（Ｎｏ−６９）、カップリングコンデンサー（０．４ｕＦケースマイカ）である。

超高速ＳＷレギュレーターの間にあるのはバッテリーチェッカーだ。左下は勿論アッテネータ。

さて、左側、Ｌ型アルミアングルで横に寝かせて取り付けてある大きなケースマイカコンデンサー。オリジナルは勿論ＳＥ型である。

が、ここにあるのはスタック型。実はＳＥ型にしたいのだが、ＳＥ型は余りに高価。いにしえの頃やはり買えなかったのだ。（悲）　これで画竜点睛を欠くことになるかもしれないが止むを得ない。ＳＥ型があればすぐにも交換したい。ので、どなたか不要になったＳＥケースマイカを死蔵しておられる場合、是非只で譲って下さいませ（＾＾；

また、画竜点睛を欠くと言う意味では、入出力のピンジャックもそうかも知れない。接点１つも大きな音の劣化要因ということで、入出力ともラグ端子で半田付け中継するのが当時の正しい作法なのである。が、やはりそれは余りに面倒。ごく普通のやり方に堕落してしまっている・・・（＾＾；

さて、配線を済ませて即何も問題なく動作するということはまずない。と言うのが経験則。そのため、各基盤毎に動作確認しつつ最終的に結線するのだが、それでも単体で動作確認した時には問題なかったのに、全体の配線をすると問題が生じる場合がある。というのが現実だ。

まず、完璧に発振してオフセットが電源電圧に張り付いて調整不可という場合がある。この場合ははっきり言って諦めることが肝要だ。どこかオリジナルどおりに作っていないはずだ。半導体に代用品を使ったり、部品配置を指定どおりにしなかったり。結果、位相補正が不十分になったのである。したがって、位相補正コンデンサーの容量を増やすなり、ＮＦＢ回路に入っている高域帰還制限抵抗の抵抗値を増やすなりの根本的対応策を講じる以外にない。

そこまでいかなくとも、何となく動作が不安定ということが良くある。微かにピーとかギャーとかブーンとかザーとかの音がする。朝鮮語のラジオ放送が聞こえる。アンプに手をかざすとそれらの音が変動して、手をケースに触れると止まったりする。アースが接続されている訳でもないのに近くのアンプに手を触れても止まったりする。実に不思議だなどと思う。

こういうことはオリジナルどおりに作った場合でも生じることがある。私の場合だが（＾＾；

実は今回もそういう状況だったのである。

こういう場合もやはり高域で微妙に発振しているようだ。
が、こういう場合はアース回りで対策を講じてみると上手くいく場合がある。

Ｋ式はアースについて、ステレオでもこれを１本にする（あるいは１本と見なせる状況に近づける）という配線手法はとられていない。アースも左右独立なのである。だから単体では問題がなくとも他の機器に繋ぐとアースのループが生じて、それが原因の問題が生じる場合があるようだ。私の場合だが（＾＾；

で、こういう場合には、アンプの入出力点において左右のアース間を結線してみると問題が解決する場合がある。要するにアースのループが外に出てそれが巨大になることを防ぐ訳だ。あるいはステレオで左右に２本あるアースを１本に見なせる状況に近づける訳である。

今回のＭＣプリはまさしくこの典型例となった。
配線完了当初はこれがＳＷレギュレーター由来のビートか？とも思ったが、アンプ入力のピンジャックのところで左右のアースを結線したところ全てが止まって嘘のように動作は極安定となった。聞こえるノイズは初段Ｋ９７の発する微かなホワイトノイズだけだ。

というわけで、Ｎｏ−６９（＋８２）“最新超高速ＳＷレギュレーター採用ＭＣプリアンプ”の復刻は上手く完了したのである。

最後は、ＳＷレギュレーターに起因する高周波ノイズの件である。
超高速ＰＰレギュレーター出力にもそのまま現れていたのだが、アンプ出力においてはどうだろう。

というのが右。

縦軸が１０ｍＶ／ｄｉｐ、横軸が２００ｎＳ／ｄｉｐ　にして出力に現れた波形だが、ご覧のとおり、ＳＷレギュレーターに起因すると思われる６００ＫＨｚ周期のピークとその上に乗っている数十ＭＨｚの高周波ノイズがアンプ出力にもそのまま現れている。

心持ちレベルが大きくなったようにも見えるが、それは測定時の機器配置やケーブル配置にもよるようなので、アンプで変化したという状況でもなさそうだ。

問題は、この数十ＭＨｚのノイズが音にも影響を与えるであろうかという点だが・・・少なくとも私には何の影響も感じられない。のだが、どうなのだろう。（＾＾；



さて、これでＮｏ−６９（＋８２）最新超高速ＳＷレギュレーター採用ＤＣプリアンプの復刻は一部オリジナルどおりではないものの曲がりなりにも完了した。

これで我が家にはＫ式第１世代のＮｏ−６９、第２世代のＮｏ−１２２、そして第３世代のＮｏ−１６８と三世代を代表するＭＣプリアンプが揃ってしまった。（＾＾）

「そんなに揃えてどうするの。」と外野の声・・・

う〜ん。確かに違いが分かるかどうかが問題だ。この続きがあるかどうかはひとえにそこに掛かっているわけで・・・（＾＾；（爆）

山法師の緑は濃いが空はもう五月雨・・・

（２００３年６月１日）

（イコライザーアンプの方形波応答）


もうこれを作ってから早いもので３年だ。この間何も手を加えていない。全く安定した動作を続けているので手を入れる何ものもないのだ。さすがに第１世代の最終形。それだけの完成度の高さを有していたということだろう。

で、その確かな動作を確認する意味でも、これを題材にイコライザーアンプの方形波応答とはどういうものか観てみる気になったのだった。（＾＾）

結果は実に分かりやすいものになったのだが、早速下がその写真。写真は全て２現象でその下が原方形波、上が出力波形。

Ｎｏ−６９　ファーストイコライザー
１ｓｔＥＱ．１ｋＨｚ Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ	１ｓｔＥＱ．１０ｋＨｚ Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ	１ｓｔＥＱ．１００ｋＨｚ Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ
・ファーストイコライザーは１ｋＨｚ以下をブーストするローブーストアンプである。 ・このため、１ｋＨｚの方形波は波形上側は右上がり、波形下側は右下がりの波形となる。方形波を構成する高調波は方形波の左側ほど高い周波数になっているところ、これに対するアンプのゲインは周波数が低いほど大きくなるから、仕上がり増幅度が方形波の左側から右側の方向で大きくなって、結果このような姿になる。 ・１０ｋＨｚになると、右上がりの傾向はかなり小さくなる。ファーストＥＱ．アンプのゲイン周波数特性は１ｋＨｚ以上で平坦になるためだ。方形波が完全に平坦にならないのは１０ｋＨｚ方形波に１ｋＨｚ以下の周波数成分が含まれているから。 ・これが１００ｋＨｚ方形波応答になるとほぼ平坦な原方形波にごく近い出力方形波になる。方形波に含まれる１ｋＨｚ以下の周波数成分が僅少になるためだ。 ・なお、１０ｋＨｚ方形波応答波形、１００ｋＨｚ方形波応答波形ともオーバーシュート、アンダーシュート、リンギングが全く生じておらず、位相補正が適切であることが明らかだ。非常に適切に設計されている。また、１００ｋＨｚ方形波応答波形から高域のｆｃ（△３ｄＢポイント）は１ＭＨｚ以上であることも明らかだ。
Ｎｏ−６９　セカンドイコライザー
２ｎｄＥＱ．１ｋＨｚ Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ	２ｎｄＥＱ．１０ｋＨｚ Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ	２ｎｄＥＱ．１００ｋＨｚ Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ
・セカンドイコライザーは１ｋＨｚ以上をカットするハイカットアンプである。 ・このため、１ｋＨｚの方形波は波形の真ん中から左側が徐々にカットされて丸まった波形になる。方形波に含まれる１ｋＨｚ以上の高調波に対するアンプのゲインが周波数が高いほどに小さくなるからだ。 ・１０ｋＨｚの方形波は、ファーストイコライザーの１ｋＨｚ方形波応答と同じ状況下にあるので、同じような波形応答だが、ゲイン下降の正にど真ん中の方形波周波数なので右上がり（波形下側は右下がり）の傾斜が最も大きく顕著だ。 ・１００ｋＨｚ方形波応答も基本的に１０ｋＨｚと同じなのだが、セカンドイコライザーのハイカットは１５００ｐＦにシリーズの１．２ｋΩにより１００ｋＨｚ付近で停止されそれ以上の周波数特性は平坦に転じるので右上がりの傾斜も緩くなっている。ファーストイコライザーの１ｋＨｚ方形波応答がちょうど全く同じ状況にあるので、両者の応答波形は良く似ている。 ・こちらの１０ｋＨｚ方形波応答波形、１００ｋＨｚ方形波応答波形についてもオーバーシュート、アンダーシュート、リンギングが全く生じておらず、位相補正が適切であることが明らかだ。非常に適切に設計されている訳だ。こちらも１００ｋＨｚ方形波応答波形から高域のｆｃ（△３ｄＢポイント）は１ＭＨｚ以上であろう。
Ｎｏ−６９　ＭＣプリアンプ
１ｓｔＥＱ．＋２ｎｄＥＱ．１ｋＨｚ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ	１ｓｔＥＱ．＋２ｎｄＥＱ．１０ｋＨｚ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ	１ｓｔＥＱ．＋２ｎｄＥＱ．１００ｋＨｚ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｗａｖｅ
・これらファーストイコライザーとセカンドイコライザーの両者を通過してＮｏ−６９ＭＣプリアンプの出力となるのだが、その１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚの方形波応答波形と正弦波応答波形はこうなる。 ・勿論上の写真が方形波で下の写真が正弦波。ＭＣイコライザーアンプの入り口から出口までだから非常にゲインが大きい。このため出力が飽和しないように入力を決めなければいけないので、特に低い周波数ほど入力信号レベルを小さくしなければならず、このため１ｋＨｚや１０ｋＨｚの入力波形はノイズで大分滲んでしまっている。（＾＾；　が、これで十分に分かるだろう。 ・で、これがリアイコライズされ出力される方形波及び正弦波応答。 ・リアイコライズされても、正弦波は高調波を含まない単一周波数の本当の正弦波であれば、何も変形されずに入力同様の正弦波として出力されなければならないはず・・・・。だが、まぁまぁか。位相は遅れているが。（＾＾； ・方形波は当然そうはいかない。方形波は広範な領域の正弦波の集合体だからだ。方形波の場合はそれを逆リアイコライズして入力してはじめて正しい方形波が出力されるということになる。
１ｓｔＥＱ。＋２ｎｄＥＱ．１ｋＨｚ　Ｓｉｎｅ　Ｗａｖｅ	１ｓｔＥＱ。＋２ｎｄＥＱ．１０ｋＨｚ　Ｓｉｎｅ　Ｗａｖｅ	１ｓｔＥＱ。＋２ｎｄＥＱ．１００ｋＨｚ　Ｓｉｎｅ　Ｗａｖｅ

以上、結論としては、大変立派な方形波応答、正弦波応答である。と言えるだろうて。

その音とて最近の完全対称に何ら引けを取るものではない。（＾＾）

（２００６年１０月２１日）

(その後）



ある日、セカンドイコライザーアンプのオフセットがちょっと大きいことが気になった。

こういうことは大抵夏か冬に起こる。のは、勿論気温のせいだが、我が家の電圧ゲイン４０倍のパワーアンプの保護回路が働いたのだった。

そこで、セカンドイコライザーアンプのＤＣオフセットを測ってみたら、なるほど当初−２０ｍＶ〜−３０ｍＶにもなっている。これは暖まると共に減っていくのだが、これではパワーアンプの方は保護回路が働いてしまう。

ちょっと部屋が寒すぎたか。（＾＾；　←　暖房入れろ。（−−）

ならば、と、オフセットが小さくなるようにしようという気になった。

それにはＮＦＢを増やせば良い。

目標としてオフセットを１／３程度にしたい。

ならばＮＦＢ量を３倍程度にすれば良い。

具体的にはセカンドイコライザーアンプ反転入力側のＮＦＢ回路のＦＤ１８４０のゲートとアース間の抵抗８２０Ωを３倍程度に増やせば良い。

と、愚考は進み、さっそく行動に移ってジャンク箱を探してみると２．２ｋΩの進があった。

ので、８２０Ωを２．２ｋΩに交換することにした。

が、この世はそんなに単純ではない。何かを変化させると必ず他に影響が及ぶ。

この場合も、セカンドイコライザーアンプのゲインが小さくなってしまうとか、音が悪くなってしまうかもしれないとか、いくつかの影響が考えられるのだが、ＮＦＢ量が増えてセカンドイコライザーアンプの動作が不安定になって、要するに発振なんかしてしまったら致命的だ。

ここはＰＳｐｉｃｅ（評価版）の助けを借りつつ、必要なら対策を打つことにしよう。

と、方針は決まった。



そこで、まずはオリジナル状態を確認しておく。

上のグループは、黄色がループゲインの位相、水色がオープンゲインの位相、そしてピンクがクローズドゲインの位相。
下のグループは赤がオープンゲイン、緑がループゲイン、そして青がクローズドゲイン。

電流出力アンプでＮＦＢ素子をドライブするＧＯＡ以降の形式と異なり、第一世代は電圧出力アンプでＮＦＢ素子をドライブする。
ので、２０ｋＨｚ以下１ｋＨｚまでの間でループゲイン≒ＮＦＢ量を減少させることにより所要のＲＩＡＡ特性を作っている訳だが、その結果ループゲインの位相が５ｋＨｚ付近で４５°程度進んでしまっている。

が、この程度のＮＦＢ電圧の位相のずれが音に影響するとはちょっと思えないところで、影響するとすればＮＦＢの量の方だろう。第二世代以降の理想ＮＦ型の場合は、位相ずれも小さくなるが、このＮＦＢ量がほぼ一定な訳だ。

さて、ＮＦＢ安定度からはループゲインが０ｄＢに沈むポイントと、その周波数におけるループゲインの位相が問題だ。

それは下のグラフのとおりで、ループゲイン（緑）が０ｄＢに沈むポイントは１０ＭＨｚというＰＳｐｉｃｅ（評価版）のお告げである。　う〜ん、高い。素人が手を出せる領域ではない。（＾＾；　のだが、イコライザーアンプはどうもこういう状況になりやすい。

で、その地点でのループゲインの位相は−１１０°ちょっと。なので、位相余裕は６０°以上あり、一般的にはごく安全な範囲だ。

が、１０ＭＨｚというところが問題なのだ。
この辺になると、私のような素人の浅知恵が遥かに及ばない魑魅魍魎の世界で、どこに落とし穴が潜んでいるか分からない。

ただ、とりあえずこのオリジナル状態で実機の動作におかしなところはないので、その意味でこのＰＳｐｉｃｅ（評価版）のお告げは信頼に足るかもだ。（＾＾；

問題は、反転入力側のＦＤ１８４０のゲートとアース間の抵抗８２０Ωを２．２ｋΩにした場合なのだが。











う〜む・・・、この結果ループゲインが８ｄＢ上昇しているのだが、やはりそれによってループゲインが０ｄＢに沈むポイントが１５ＭＨｚ付近まで上昇してしまった。

その地点ではループゲインの位相は−１２５°に達しており、その結果としてクローズドゲイン（青）が３ＭＨｚ付近から微妙に上昇して２０ＭＨｚ付近までに僅かながらピークが生じていることが分かる。







通常は−１２５°程度の位相回転で、この程度のクローズドゲインのピークは問題ないはずなのだが、どうもこういう高周波領域ではこの程度のことが問題になるのか、実機も少し様子がおかしい。

どうもこの場合僅かに発振症状を示すのだった。

それは、オフセットのちょっとした異常として現れた。ＮＦＢを増やしたことにより、目論見どおりに当初のオフセットは−８ｍＶ程度に減少したのだが、そのオフセットがある条件で＋１００ｍＶ程度になってしまう。

今回は、具体的にはボリュームを０に絞った場合と、オフセットをテスターで測定する際指が信号線側に触れていない場合に＋１００ｍＶ程度のオフセットになってしまう。右チャンネルも左チャンネルも同じだ。という怪奇現象だ。

と、まぁ、こういう現象はわざわざオシロで確認する必要もなく、微妙な発振現象に違いないのだ。

やはり対策が必要なようだ。

で、対策の方向性は決まっている。

このアンプの位相補償は勿論ワンポール補償なので、その補償を少し増やしてやることだ。

それは、２段目差動アンプの右側のＴＲのＢ−Ｃ間にＣを追加することだが、最小限で２ｐＦではどうか。

ＰＳｐｉｃｅ（評価版）に占ってもらおう。







結果。

補償量を増やしたことによりオープンゲインの高域での下降開始周波数が下に下がった。これに伴いループゲインの下降開始周波数も同様に低下し、結果、ループゲインが０ｄＢに沈むポイントも１０ＭＨｚとオリジナル状態に同じになった。その地点におけるループゲインの位相は−１１０°ちょっとと、こちらもオリジナルと同じ。結果、クローズドゲインには全くピークが生じていない。

これなら良いのではないか。というお告げだが・・・、さて。







問題の実機の方だが、とりあえず片チャンネルだけ２ｐＦを取り付けてみる。

おぉ、上手く行った。（＾＾）

今度はオフセットは−８ｍＶで不穏な動きは全くない。

し、片チャンネルだけにしか２ｐＦを追加していないのに、何故か何もしていないもう片方のチャンネルまでオフセットが−８ｍＶにとどまり不穏な動きをしないではないか・・・（爆）
いやいや、全くこれだから高周波領域は魑魅魍魎の世界だわぃ。（＾＾；

が、やはり、何もしていないチャンネルの方はボリュームを最小に絞った場合＋１００ｍＶのオフセット電圧になるのだった。

やっぱりな。と、こちらのチャンネルにも２ｐＦを追加した。

結果、両チャンネルとも完璧に安定になった。

結局ＰＳｐｉｃｅ（評価版）のお告げのとおり。

めでたし、めでたし。（＾＾）


これでセカンドイコライザーアンプのオフセットも小さくなり、その動作も安定で何の問題もない状態となった。

のだが、イコライザーとしてのトータルゲインは当然ながらやや小さくなった。

ＤＬ−１０３ではこれでも全く問題ないエネルギーに満ちあふれた音なのだが、何故かＡＴ−Ｆ３�Uではゲインが足りないようなふやけた音になってしまったように感じるのだった。

う〜む、ゲインがちょっと減ってしまったからかなぁ・・・

ので、次に、少しファーストイコライザーアンプの方のゲインを大きくしてみようかと考えた。

そこで、こちらもＰＳｐｉｃｅ（評価版）に占ってもらう。







う〜む。

こちらはオープンゲインがＤＣから１０ｋＨｚ超まで８０ｄＢだが、ＲＩＡＡの１ｋＨｚ以下の低域上昇特性を作るために１ｋＨｚ以下でループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が低域ほど減少しており、１０Ｈｚ以下ではそれが１５ｄＢ程度だ。

ＧＯＡイコライザー並に低域オープンゲインが９０ｄＢから１００ｄＢ程度あれば良かったのだが、抵抗負荷ではさすがにそこまでのオープンゲインは得られない訳で、となると、これ以上クローズドゲインを上げると、低域でのＮＦＢ量はさらに減ってしまう。のは、回路構成上避けられない。

ＧＯＡや完対ではイコライザーアンプの低域でのＮＦＢ量低下の問題は解決され、最低域でも２５ｄＢから３５ｄＢ程度のＮＦＢが確保されている。

ということからすると、これ以上ＮＦＢ量を減らすことになるこの変更は止めておいた方が良い。

というのがＰＳｐｉｃｅ（評価版）のお告げだろうて。（＾＾；







という訳で、ファーストイコライザーアンプの方は変更なしとなり、結果、我がＮｏ−６９　ＭＣ専用プリアンプはこうなったのだった。

ＡＴ−Ｆ３�U対応は・・・

まぁ、これしかイコライザーがない訳でもないし、後回しで良いだろうて・・・


って、これで１０３の奏でる音は、深く、甘く、切なく、魅惑的で、もう手を付ける気が失せてしまった。（＾＾；




日本ビクター　ＶＩＨ−６０１７

芸能山城組　黄金鱗讃揚

芸能山城組のダイレクトカッティングレコードはこれだけだろう。

録音日時の記載がないのでいつ録音されたものなのか不明だが、１９７８年に発売されたものだからその年に録音されたのだろう。場所は日本ビクター青山第一スタジオとある。

勿論マルチマイクで、エコールーム経由のエコーも加えられているのだが、リミッターやドルビー、ｄｂｘ、コンプレッサーを一切使用しないで４５ｒｐｍダイレクトカットされたもの。

カッティングエンジニアは余程優秀な方だったのだろう。ダイレクトカッティングだというのにレコード溝の模様が浮き出ている。

日頃キレイに整った音源を聴いていると、こういう削り出したままといったような素の音楽がかえって新鮮に思えてしまう。

西洋教会コーラスに対抗してどうのこうのというものではないが、４０人程度の地声の女性合唱と男声合唱が、レコードでは限界と思えるダイナミックレンジで非常に生々しい鮮度で捉えられており、なかなかに聴き応えがある。

ダイレクトカッティングでなければ駄目だとは思わないが、ダイレクトカッティングには他では得にくい鮮度感があることも確かで、これも目前で合唱を聴くような臨場感が実に素晴らしい。

（２００６年１２月２３日）

（その後の２）



書くべきほどのことでもないのだが、遂にスケルトン抵抗によるアッテネーターを廃してしまった。（＾＾；

変わってボリュームコントロールを担うのは文字通りボリューム（コスモスのＡ型）となった。

結果、ボリュームを５０ｋΩにしたことで調整範囲が非常に広くなったこともあり、すこぶる使い勝手が良い。（爆）（＾＾；

と喜んでばかりでは勿論いけないわけで、ここの抵抗値を大きくするとフラットアンプの入力容量やケーブルの容量とのローパスフィルターの周波数が下がってくることに留意する必要がある。

抵抗値最大５０ｋΩ、容量４０ｐＦとしてｆｃ＝８０ｋＨｚだ。ここでの容量は２５１１が２０ｃｍ位の容量とＦＤ１８４０の帰還容量がミラー効果で初段の電圧ゲイン倍された容量がパラになったものになるわけで、２０ｐＦにもならないと思うのだが、まぁこのボリューム５０ｋΩはその意味でもぎりぎりだが許容範囲内だろうて。

ここまでしてしまうと、最早“Ｎｏ−６９（＋８２）　いにしえの第１世代（抵抗負荷２段差動アンプ）（もどき）”と言うべきか。（＾＾；

（２００７年１月７日）

（その後の３：徒然な今日この頃に）

・Ｎｏ−６９は、１９８２年12月号だから、最早32年も前のことだ。 ・その間、この抵抗負荷2段差動の第一世代から、電池式＆ＧＯＡ＆理想ＮＦＢの第二世代、完全対称の第三世代、そして、電流伝送＆ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの現在へと、限りない進化が続いている。 ・だから、今の電流伝送方式のＭＣプリアンプに比較したら、この第一世代のＮｏ−６９ＭＣプリアンプの音などは聴けたものではない。 ・が、久しぶりに聴いてみる。 ・電源は、本来水銀入りの旧ナショナルネオハイトップだが、今となってはリチウムイオンバッテリー。 ・カートリッジはＤＬ−１０３。電流伝送となった第四世代の今となっても、無改造の１０３は手元にある。 ・なお、上で、セカンドイコライザーアンプのＮＦＢ回路のＦＤ１８４０のゲートとアース間の抵抗８２０Ωを２．２ｋΩに変更し、併せて位相補正も変更していたのだが、それは元に戻した。
・素晴らしい音がする。（爆） ・劇的な進化は、駄耳の凡人には分からないということだろうて。 ・が、それはある意味幸せなことだ。（＾＾；

その後の４

・また１０年が過ぎた。

・光カートリッジを導入し、０ ＳｉｄｅＦｏｒｃｅも導入した今となっては、いにしえのＫ式第１世代ＭＣプリアンプを聴いてもしょうがない？

・かも知れないが、Ｋ式３０周年で２０年前に作ったＮｏ−６９（＋８２）ＭＣプリアンプが今なお生き残っている。ので、久しぶりに聴いてみる気になった。

・回路はちょっとだけ変えてある。 ・ファーストイコライザーとセカンドイコライザー間のアッテネーターと言うかボリュームを、５０ｋΩ（スケルトン）＋５０ｋΩ（RV30YGA）から５０ｋΩ（スケルトン）＋１０ｋΩ（RV30YGA）に変更したもの。 ・今となっては、超豪華な部品のオンパレード。
・バッテリーチェックもフルカラーLED（３色LED）でバージョンアップ。
・０ ＳｉｄｅＦｏｒｃｅにＤＬ−１０３、ＤＬ−１０３Ｒを取り付けてレコードを聴く。 ・なんとも素晴らしい。 ・Ｎｏ−６９は１９８２年のものだ。 ・Ｋ式は４０年以上前から素晴らしい音楽を聴かせてくれるものだったことを、今更ながらに感じる。 ・光カートリッジに比べてどうか？ ・それは聞かぬが仏。 ・０ ＳｉｄｅＦｏｒｃｅのお陰もありそうだが、これはこれでとても素晴らしい。 ・駄耳は、要すれば許容範囲が広い。（爆）

（２０２４年９月２４日）