ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で
電池式完全対称型パワーアンプをシミュレートする
その２

右は電源電圧５０Ｖ、負荷８ΩにおけるVbe−Ｉｃ（Ｔｒ）、Ｖｇｓ−Ｉｄ（ＭＯＳ）動特性の計測。

エントリーしたのは、

�@２Ｎ３０５５（オンセミ）・・・いにしえのトランジスタ代表

�AＭＪＬ４２８１ａ・・・馴染みはないがオンセミコンダクタから最新オーディオ用パワートランジスタとして出場　ｆＴ＝３５ＭＨｚ、Ｃｏｂ＝６００ｐＦ

�B２ＳＫ８５１・・・大電流型ＭＯＳ代表。今となっては中電流型

�C２ＳＫ２５５４・・・大電流型ＭＯＳの代名詞

これで増幅能力の源泉であるｇｍを比較しようという趣向である。（＾＾）

結果

�@２Ｎ３０５５・・・Ｉｃ＝１Ａ〜３Ａの領域でｇｍ≒２０Ｓ弱。それ以上のＩｃ領域ではｇｍはこれより低下する。いわゆるコンプレッサー特性だ。

�AＭＪＬ４２８１ａ・・・Ｉｃ＝１Ａ〜３Ａの領域ではｇｍ≒３０Ｓ。それ以上のＩｃ領域ではやはりｇｍはこれより低下するが２Ｎ３０５５ほどではない。この程度ならリニア特性と言って良いと思える。

�B２ＳＫ８５１・・・まさにＦＥＴらしい二乗特性になっている。Ｉｃ＝１Ａ〜３Ａの領域でのｇｍ≒５Ｓ。２ＳＫ１３４等のいわゆるオーディオ用横型ＭＯＳ−ＦＥＴよりはずっと大きなｇｍだが実はこの領域ではいにしえのトランジスタである２Ｎ３０５５にも及ばない。大電流型ＭＯＳの巨大ｇｍは大電流型に相応しいもっと大電流を流した領域で得られるものなのである。

�C２ＳＫ２４４５・・・Ｉｃ＝１Ａ〜３Ａの領域でｇｍ≒５０Ｓはある。大電流型ＭＯＳにとってはごく低電流領域でこのｇｍは本当だろうか（＾＾；　が、これが事実なら大電流型ＭＯＳの面目躍如といったところではある。

実際は右のようにエミッタ（ソース）に小抵抗を入れる。

たったの０．１Ωだが、もともとの素子ｇｍが大きいほどにこの０．１Ωによる電流帰還ＮＦＢ作用が大きく働き、リニアリティが改善される。

我がＮｏ−１３９（もどき）達には使っていないのだが、半導体完全対称型パワーアンプには使われているものであるから、ここでその効果を確認しておく。

上と比較するとその効果は一目瞭然。

０．１Ωにより電流帰還ＮＦＢが掛かるのでどれもその分ｇｍが減少しているが、そもそものｇｍが大きいものほどリニアリティがより大きく改善されカーブが直線に近づく。２ＳＫ２５５４とＭＪＬ４２８１ａは本当に直線と言って良いぐらいだ。

コレクタ（ドレイン）電流０Ａから６Ａでｇｍを計算すると小さい方から順に２ＳＫ８１５は３．２５Ｓ、２Ｎ３０５５は４．８Ｓ、ＭＪＬ４２８１ａが６．６Ｓ、２ＳＫ２５５４は８．６Ｓである。しかしこれほど見事な直線性を獲得できるのなら、ｇｍは小さくなるもののやはり０．１Ωを入れたいものだ、という感じにはなる結果だ。


ということなのだが、以上、何を言いたいのか。というと、アンプ実用域で考えればパワートランジスタのｇｍは大電流型ＭＯＳに特に引けを取るものではないということである。大電流型ＭＯＳの代名詞である２ＳＫ２５５４に同等なのだ。そのエミッタ（ソース）に電流帰還抵抗を入れればその差はさらに縮まる。別に使いもしないウルトラハイ電流能力とその領域でのハイｇｍをうんぬんするのも悪くはないが、実用域で十分に大電流型ＭＯＳに匹敵するｇｍを有するトランジスタにももっと目を向けましょうと。（＾＾；

というわけで、今回はｆＴ＝３５ＭＨｚ、Ｃｏｂ＝６００ｐＦのオンセミ現代オーディオ用パワートランジスタＭＪＬ４２８１ａを素材として、我が電池式完全対称型パワーアンプを考えるのである。

何故ＭＪＬ４２８１ａなのか？　それはただオンセミのＷｅｂサイトでそのＰＳｐｉｃｅモデルが提供されていたから。である。モデルが提供されているのなら東芝なりサンケンなりの国産ＴＲを使いたいところだが、残念ながら我が国メーカーはＳｐｉｃｅモデルの提供に情熱を持たないようだ。

ここを見ておられる東芝さん、サンケンさん、ルネサスさんの関係者の皆さん、Ｗｅｂ上でのより一層のＰＳｐｉｃｅモデルの提供を　ｍ（＿＿）ｍ　

な〜んて。見てる人なんかいないか（＾＾；

ＡＣスイープモードによりｇｍの周波数特性を観る。

先ずはエミッタ（ソース）抵抗なしの場合。

バイアスＤＣ電圧をそれぞれアイドリング電流が１Ａ程度になるように調整する。

これでＡＣコレクタ（ドレイン）電流変化をＡＣベース（ゲート）電圧変化で除算することによりアイドリング電流１Ａの場合の素子ｇｍの周波数特性が求まる。

この場合ドライブインピーダンスは０Ω（完全電圧源）なのでＣｏｂ、Ｃｒｓｓなどの素子寄生容量の影響を受けない。ので、その周波数特性には素子固有の高域限界が表現されることになる。


結果

これらの素子ｇｍ（Ｉｃ、Ｉｄ＝１Ａ）は、低域で２Ｎ３０５５＝１８Ｓ、ＭＪＬ４２８１ａ＝２０．８Ｓ、２ＳＫ８１５＝３．８Ｓ、２ＳＫ２５５４＝４２Ｓである。が、高域でｇｍは低下する。のは、高域限界で、トランジスタで言えばｆＴ関連でｇｍが低下し始める付近がベータ遮断周波数ということになる。ｆＴ＝２．５ＭＨｚの２Ｎ３０５５（いにしえの規格の記憶ではｆＴ＝０．８ＭＨｚだったはずなのだが、改めてオンセミのサイトにある規格をみると２．５ＭＨｚとある。やはり時代と共に変化するのか（＾＾；）はそれが数１０ｋＨｚ台、ｆＴが３５ＭＨｚのＭＪＬ４２８１ａは１桁高く数百ｋＨｚ台、２ＳＫ８１５はさらに１桁以上高く数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ台だ。さすがにＭＯＳ−ＦＥＴは高域特性が優れている。と言いたかったところ２ＳＫ２５５４のそれは数ｋＨｚ台である。えぇ〜ホントかいな（＾＾；

素子固有の高域限界から来るベータ遮断周波数も、そのエミッタ（ソース）に電流帰還抵抗を入れることによって高域に追いやることが出来る。

右のとおりエミッタ（ソース）に０．１Ωを入れて同様に測ってみる。

結果

ｇｍ（１Ａ）は２Ｎ３０５５＝６．４Ｓ、ＭＪＬ４２８１ａ＝６．７５Ｓ、２ＳＫ８１５＝２．７Ｓ、２ＳＫ２５５４＝８．１Ｓである。

０．１Ωがなかった場合と比較すると、そのｇｍは２Ｎ３０５５が３５．６％、ＭＪＬ４２８１ａが３２．５％、２ＳＫ８１５が７１．１％、２ＳＫ２５５４が１９．３％である。もともとのｇｍが大きいほど０．１Ωの電流帰還抵抗によるｇｍの低下効果が大きいのだが、これはＫ先生のオーディオＤＣアンプ製作のすべて上巻にも同様のことが書いてあった。

そして、併せて０．１Ωの電流帰還抵抗により周波数特性は改善される。どれも１桁高域特性が上に伸びていることがグラフから分かる。
電流帰還も要するにＮＦＢだから、ゲイン（ｇｍ）が小さくなり周波数特性は良くなるという通常のＮＦＢと同様の効果が発揮されるのだ。

が、ＮＦＢによっても最終的な高域限界であるｆＴが高域に伸びる訳ではない。ＮＦＢによってゲイン（ｇｍ）かまぼこ特性の上の方が削られた結果ベータ遮断周波数が高域に伸びたに過ぎない。この辺の事情はオーバーオールＮＦＢの場合となんら変わるところがない。（トランス・インピーダンスの場合は違うようだが（＾＾；）

それにしても２ＳＫ２５５４。これが本当ならば、これの場合０．１Ωの電流帰還抵抗がないと実用にならない高域特性ではなかろうか。このモデル、大丈夫なんだろうか（＾＾；

ところでこの素子の高域限界による利得（ｇｍ）減衰は位相的にはここにポールができるということである。このため、終段がエミッタ（ソース）接地動作の完全対称型や、最近ようやく理解した（＾＾；インバーテッドダーリントンＳＥＰＰ出力段の場合はこの辺に終段のポールが立ってしまうことになる。このため、位相的に非常にやっかいになるわけである。

ここのところ終段素子そのものに１００％近い電流帰還ローカルＮＦＢが掛かるいわゆるエミッタ（ソース）フォロアＳＥＰＰ出力段の場合は、以上の理屈から当然であるが終段のポールは非常に高域に飛ぶことになる。ので、ＮＦＢアンプとした場合位相的に非常に構成が楽になる。やはりこのあたりの事情からも世の半導体パワーアンプはエミッタフォロアＳＥＰＰ出力段ばかりになるのだろう。

さて、これが終段に２Ｎ３０５５を起用した我が電池式完全対称型パワーアンプ。

実機は終段パワーＴｒは２ＳＤ１８８だが２Ｎ３０５５で代用する。ｆＴ的にも多少の差はあるのだが、まぁモデルがないのでやむを得ない。２段目差動アンプとカスコードアンプも実機は２ＳＡ６０７だが、これもモデルないので２ＳＡ８７２で代用する。さらに初段を省略してあるがその理由は前回の“モータードライブアンプを考える”に同じ。

負荷が３００Ωなのは、このアンプではインピーダンス３００Ωのヘッドフォンもならしているのでその場合を想定したものである。が、位相の動向を観るのにも都合が良いのだ。

位相補正のＣ５＝５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦの場合のパラメトリック解析で各部の電圧利得及びその位相を観る。

グラフは３つのグループに分かれるが、一番上が位相のグループ、真ん中がアンプ出力点及び２段目差動アンプ右側の出力点における電圧利得のグループ、一番下が２段目差動アンプ左側の出力点における電圧利得のグループである。一番上の位相のグループのうち２段目差動アンプ左側の出力点における電圧位相については対比しやすくするため−１８０°演算して表示している。（以下この点同じ。）

真ん中のアンプ出力点及び２段目差動アンプ右側の出力点における電圧利得のグラフは２本の線が殆ど重なっている。一番上のそれぞれの位相のグラフも同じく殆ど重なっている。

このグラフから２段目差動アンプの電圧利得が低域で２９ｄＢ、出力段の電圧利得が低域で５２ｄＢあり、合計で低域での電圧利得は８１ｄＢとなっていることが分かる。負荷が３００Ωと大きいので大きな電圧ゲインとなっているわけだ。

位相特性から位相補正Ｃ５＝５ｐＦの場合に高域で出力点の位相回転が−１２０°となるポイントは５ＭＨｚであり、そのポイントでのオープンゲインが２０ｄＢであり、これより位相補正Ｃ５が増えるほどに位相回転が−１２０°となる周波数ポイントは高域に移行すると共にそのポイントにおける対応するオープンゲインは逆に低下することから、このシミュレーションが正しいとすれば、この場合ＮＦＢアンプとしてクローズドゲイン２０ｄＢ以上に設定すれば位相補正Ｃ５＝５ｐＦで安定動作することが分かる。

我が電池式完全対称型パワーアンプも改造前はこの状態で３００Ωのヘッドフォンを鳴らしていたが全く安定であった。そのクローズドゲイン設定は２６ｄＢであったのだからより安全方向なのでまぁ当然だったのだろう。

それにしても利得の減衰カーブと位相の回転カーブを見るとＭＨｚ領域まで時定数（ポール）は１個しかないが如きである。多分数１０ｋＨｚには終段パワーＴｒ２Ｎ３０５５のｆＴ由来の疑似ポールがあるはずなのに何故か消えている。その２Ｎ３０５５で５２ｄＢもの電圧ゲインを獲得しているというのにだ。不思議なものだ。（＾＾；

今度は負荷を８Ωとし、位相補正コンデンサＣ５を５ｐＦ、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦとしたパラメトリック解析。

負荷が８Ωとなったことに伴い、２段目差動アンプの電圧ゲインは同じく２９ｄＢだが、終段の電圧ゲインが２７ｄＢに減少し、低域でトータルオープンゲインは５６ｄＢとなった。
位相補正の効果は毎度お馴染だがその容量が大きいほどに位相的に安定方向であることが分かる。クローズドゲイン設定が２０ｄＢ以上ならその値は５ｐＦで十分である。

今度は位相補正Ｃ６を５ｐＦに固定し、負荷Ｒ３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、３００Ωとして出力の電圧利得とその位相を観る。

なかなかに興味深い。

電圧利得が負荷に比例し約６ｄＢ毎に上昇するのは完全対称型が電流出力であるからだが、その利得の高域における減衰カーブはかなり高域まで平行状態が続いている。よってそのｆｃが利得によって変わらないというトランスインピーダンス的振る舞いなのだ。これは位相補正Ｃ６のワンポールだけでなせるわざとは思えない。何か別の要素も作用している。

が、その事情のため負荷が大きいほどにオープンゲインが２０ｄＢとなるポイントの周波数が高域に移行してしまい、それは位相補正的には不安定要素になるはずなのだが、この場合は負荷の増大が３５０ｋＨｚからの位相回転の戻し効果を産み、結果位相的安定が確保されているのである。
うま〜い。（＾＾）

以上が位相補正Ｃ６だけで生み出されているものではないとしたら何が関係しているのか？

を考えるために、その位相補正Ｃ６を取り外し位相補正効果のない素の姿を観る。

なるほど。

そもそもの終段が素で作り出す電圧利得の姿がｆｃ数１０ｋＨｚの時定数で作り出した利得特性の如き姿なのだ。この場合通常の時定数で作り出したポールとの違いはゲインによってもｆｃに変化がないということだ。それは１０ｋＨｚ台の位相曲線にも出ている。周波数によっても各線があまり乖離していない。

ピーン（゜゜）！と来るだろう。この姿を作り出しているのはトランジスタのｆＴ由来のベータ遮断周波数（疑似ポール）だ。だとすればＣで形成されるポールと違って負荷の大小でｆｃが変化しないのも当然だ。この点は黒田某先生がこれを疑似ポールと言う名で通常のポールと区別された所以のところだろうか。

各部の電流出力を観ることにより２Ｎ３０５５由来の疑似ポールであることを確認する。

上からアンプ出力点、その下に２本重なって終段２Ｎ３０５５のエミッタ出力点、その下が同じく２本重なって２ＳＣ９５９のエミッタ出力点、一番下が２本重なって２段目差動アンプのコレクタ出力点の電流出力のグラフである。入力が１Ｖａｃであるから縦軸のアンペア数値がそのままその点までのｇｍ値そのものである。

で、上から２番目の２Ｎ３０５５エミッタ出力点までのｇｍのカーブは、一番上の方で他のＴＲやＭＯＳと一緒に観た２Ｎ３０５５のｇｍの周波数特性そのものだ。

そして、これがｇｍ×負荷抵抗値として上の位相補正を取り去った場合の電圧利得特性を形作っていた訳である。だから利得が平行移動するのは当たり前なのだ。

さらに１ＭＨｚからは２段目差動アンプの２ＳＡ８７２及びドライバーの２ＳＣ９６０のベータ遮断周波数（疑似ポール）の分が加算されて利得減衰が急になっていく。上のグラフでその位相カーブを観れば、まず２Ｎ３０５５の数１０ｋＨｚの疑似ポールで−９０°まで回転し、２段目差動アンプ及びドライバーの２ＳＣ９５９の１ＭＨｚ当たりの疑似ポールで１ＭＨｚ付近から−１８０°以降へと回転している。この辺の振る舞いは通常のポールに同じだが、その理由は、黒田某先生の「基礎Ｔｒ設計法」に「Ｔｒ内部のキャリアの蓄積はゆっくり立ち上がるので、１次遅れ要素を生み、これによるＢ−Ｅ間の（擬似的な）Ｃをベース拡散容量と言い、これとＨｉｅを含むベース・エミッタ間の抵抗とでＬＰＦを形成する。これによるＨｆｅのカットオフ周波数をｆｂ（ベータ遮断周波数）といい、Ｈｆｅが１になる周波数をｆＴ（トランジェンション周波数という。低周波領域のＨｆｅをβoとすると、ｆｂが−３ｄｂポイントで、以後−６ｄｂで減衰し、ｆＴでＨｆｅが１となり、この関係は、ｆｂ×βo＝ｆＴとなる。」と説明されているものである。

この数１０ｋＨｚ台と１ＭＨｚ台にある疑似ポールをそのまま使ってしまったのが、我が改造後の電池式完全対称型パワーアンプということになる。

位相が−９０°から−１８０°へ向かい始める１ＭＨｚ付近の位相回転を初段に入れたステップ型位相補正で引き戻して何とかならないか、と考えた訳だ。

結果、上のステップ位相補正がない場合とを比較すると分かるとおり、１ＭＨｚ超付近の位相回転が微妙に戻って、クローズドゲイン設定２６ｄＢなら位相的に大丈夫という状況になる。（＾＾）

が、よく見ると負荷３００Ωでは位相余裕がなくなっている。が、実機はこの状態でも安定である。この点はさらに出力にパラに入れてある１０Ω＋０．１μＦが利いているのだろうか。（＾＾；

この結果、我が電池式完全対称型パワーアンプのオープンゲイン利得特性は（ということはＮＦＢ量も）、下図のように超高域まで負荷に比例するという、あまり他に例のない面白いものになっているということになる。が、それが音にも好影響を与えるいるのか否かは・・・、まぁ分からん。（＾＾；（爆）

さて、終段パワートランジスタのベータ遮断周波数による疑似ポールを第１ポールとした我が電池式完全対称型パワーアンプの実機のパワートランジスタは２Ｎ３０５５ではなく２ＳＤ１８８である。２ＳＤ１８８のｆＴは規格上１０ＭＨｚである。２Ｎ３０５５より１桁以上とまでは行かないがちょっと高いのである。

この場合ｆＴが高いことは実は嬉しくないのだ。なぜならそれはこの場合安定動作を阻害する方向で働くからである。要するにその場合第１ポールと第２ポールが近くなってＮＦＢアンプとしては不安定条件方向の要素なのである。

実機はいたって安定動作をしているので問題ないのだが、終段パワートランジスタのｆＴが高くなった場合どうなるのかを観ておく必要がある。

先ずは２Ｎ３０５５のエミッタに０．１Ωを入れてその電流帰還ローカルＮＦＢ効果でベータ遮断周波数を高めてみる。

あまりベータ遮断周波数が高くなった感じはない。が、よく見ると僅かに高域に伸びていることは確かのようだ。が、ほんの僅かだ。

これだと結果にあまり変化はないような気がするが・・・

やはりあまり変化はない。

０．１Ωではベータ遮断周波数アップの効果はないのか・・・。一番上では１桁アップするという結果だったのだが・・・（＾＾；

が、それは電池式ということで終段アイドリング電流をシミュレーションでも３０ｍＡ程度に設定したためだったようだ。念のため終段アイドリング電流を３００ｍＡ程度にしてみたところ・・・

やはり２Ｎ３０５５のベータ遮断周波数は高域に移行し、１００ｋＨｚ程度まで上昇している。

この状態で負荷４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、３００Ωでパラメトリック解析をしてみる。

駄目だ。第１ポールと第２ポールが近づくと位相は急激に−１８０に向けて回転してしまう。ここでは６００ｋＨｚ付近で既に位相回転が−１２０°に達してしまう。これではパワートランジスタのベータ遮断周波数を第１ポールにすることは困難だ。

やはり例の位置で位相補正する以外にないだろう。というわけでＣ１＝５ｐＦ。

なぜこうなるのか理屈はイマイチ分からないが、取りあえず位相補正Ｃによるポールとパワートランジスタのベータ遮断周波数によるポールが連星効果を起こしたようにひとつに溶け込み１００ｋＨｚ付近のベータ遮断周波数によるポールが消えた。ので、１ＭＨｚ付近の第２ポールでさらに位相が回転し位相が−１２０°に達する前にループゲインが０ｄＢ以下になるようにクローズドゲイン調整を行えばＮＦＢアンプとして成立する状態になった。

そのクローズドゲインをＮＦＢアンプとして成立するよう設定すると３０ｄＢ程度か。Ｎｏ−１３９、Ｎｏ−１４４等の半導体完全対称型パワーアンプ第１世代のゲイン設定３２ｄＢにごく近い。（＾＾；

以上から、パワートランジスタのベータ遮断周波数を第１ポールとした我が電池式完全対称型パワーアンプは、どうも２ＳＤ１８８というｆＴの低いトランジスタを（それでも２Ｎ３０５５よりは高いが）エミッタ抵抗も使わず、しかも少ないアイドリング電流で動作させるなど、特殊な条件でのみ成立するものであることが明らかになってきた。

これを確かめるためにも、次にｆＴが３５ＭＨｚと高いＭＪＬ４２８１Ａを起用してみよう。

大体分かってきたので、ＭＪＬ４２８１Ａには最初から０．１Ωのエミッタ抵抗を入れ、アイドリング電流も３００ｍＡ程度とする。

さすがにｆＴが高い分高周波特性が良い。そのベータ遮断周波数はやはり数百ｋＨｚと高い。

が、それは喜ばしいことか。というとそう単純ではない。２段目差動アンプの２ＳＡ８７２、終段ドライバーの２ＳＣ９５９、そしてＭＪＬ４２８１ＡのそれぞれｆＴ由来のベータ遮断周波数に伴う疑似ポールが１ＭＨｚ周辺の近い位置に集まってしまう。疑似ポールといえどもポールである。一般的にポールが近い位置に固まるのは不吉の前兆だ。

吉凶のほどやいかに・・・

危惧したとおりだ。ＭＨｚ領域での位相回転が急だ。−１８０°も超えて−２７０°に向かっていく。

こういう場合は、例の位置の位相補正の強力な能力に期待するしかない。５ｐＦ

クローズドゲイン設定３０ｄＢなら大丈夫だ。

位相補正Ｃ＝１０ｐＦならクローズドゲイン設定２０ｄＢでも可能だ。

が、位相補正で安定は確保できるものの、そのオープンゲインのｆｃは上のとおり８Ω負荷の場合で１０数ｋＨｚとならざるを得ないのである。

折角パワートランジスタにｆＴの高い高域特性の優れるものを起用してもその優れた高域特性を生かせない。下手をするとパワートランジシタに高域特性の優れたトランジスタを起用したが故にかえって発振などのトラブルを招いてしまったりするのである。また、その回避のために位相補正が逆に大きくなったり、位相補正の場所が増えたりという事態にもなったりする訳なのだ。


我が電池式完全対称型パワーアンプを改造し、終段パワートランジスタのベータ遮断周波数を第１ポールとするものにしたそもそもの理由は、オープンゲイン時のｆｃを高めその意味で広帯域なアンプの実現を目指したのだった。

が、以上の解析からそれはやはり限られた条件でのみ実現する特異なケースでしかないことが明らかだ。

では、我が改造後の電池式完全対称型パワーアンプに代わるべき汎用性のある広帯域バイポーラ完全対称型パワーアンプを考えよう。


そのための課題と対応方向は既に以上の解析から明らかである。

妖しきシミュレーションシリーズＮｏ−４において、完全対称型の広帯域化の限界を規定しているのは低周波小信号用トランジスタのｆＴであると書いたが、今回のシミュレーション結果も同様の結論を表している。各部の電流出力のグラフを見ると明らかなように、２ＳＡ８７２で構成する２段目差動アンプの電流出力も終段ドライバーの２ＳＣ９５９の電流出力もベータ遮断周波数によって１ＭＨｚ付近から低下してしまい、結果この近辺にポールが重なってしまうのである。これら小信号用ＴＲのｆＴは１００ＭＨｚ内外だからベータ遮断周波数が１ＭＨｚ前後に重なるのは黒田某先生の解説からすれば当然なのだ。

だから、ここにパワートランジスタまでｆＴの高い高域特性の優れたものを持ってくると、１ＭＨｚ付近にもう一つベータ遮断周波数によるポールが重なってしまうことになり、上手く行かないのである。下手をすれば思いが徒になって発振したりしてしまう訳だ。

だからこの場合の正しい解決策はひとつだ。高ｆＴのパワートランジスタを起用しそのベータ遮断周波数を上げるのに併せて、そのドライバーや２段目差動アンプのベータ遮断周波数もさらに高域に上げることである。　　って、ごく当たり前のことか（＾＾；

問題は、それをどうやって実現するか、である。２つの手段があるだろう。ひとつは単純明快、ｆＴの高いＴＲを起用することである。今ひとつは電流帰還を使うことだ。ただし電流帰還を使う場合はゲインの低下を覚悟しなければならない。

そこで先ずは終段のドライバーである。ここは回路構成上電流帰還をどうこうすることは困難だ。よってｆＴの高いトランジスタに交換する以外に方法はない。ので２ＳＣ９５９（ｆＴ＞５０ＭＨｚ）を２ＳＤ７５６（ｆＴ＝３５０ＭＨｚ）に交換してみよう。

下から２番目がそれだが、あまり変わっていないように見える。が、良く比較して観れば確かに高域に伸びているのである。１ＭＨｚ付近からカーブが下降して一見伸びていないように見えるがそれは一番下の２段目電流出力に追随しているためで、その２つのカーブが平行を保っていることが２ＳＤ７５６のベータ遮断周波数が高域に伸びたことを表しているのだ。このグラフで判断すればそれは１０ＭＨｚ超であると思われる。

これで１ＭＨｚ周辺の位相回転要素がひとつ消える。
その効果を観てみよう。

１ＭＨｚ以降の位相回転が明らかに緩やかになった。２ＳＣ９５９の場合位相回転が−２００°に達する周波数が３ＭＨｚであったものが２ＳＤ７５６のこちらは７ＭＨｚだ。

これだけでも位相補正的にはかなり楽になる。
例の位置の５ｐＦ。

クローズドゲイン設定２４ｄＢでも安定だろう。位相余裕が６ｄＢ広がった訳だ。

が、これで十分ではない。本丸は２段目差動アンプのベータ遮断周波数だ。このシミュレーションでは２ＳＡ８７２Ａ（ｆＴ＝１２０ＭＨｚ）であるが、実機はｆＴ＞５０ＭＨｚの２ＳＡ６０６（６０７）だ。広帯域化のボトルネックは実はここなのである。

ここも高ｆＴのトランジスタに交換するという手もあるが、ここでは電流帰還で対処してみよう。

って、なにを隠そう（＾＾；　実は、新世代の完全対称型パワーアンプにおいて２段目差動アンプが電流帰還抵抗を入れる方式になった本質的理由はこれなのである。そのベータ遮断周波数によるポール（広帯域化のボトルネック）を高域に追いやるためなのだ。出力インピーダンスを高め過剰なゲインを抑制するというのは付随的な理由なのである。ま、言ってみれば一石三鳥であるわけなのだが・・・（＾＾；

これで目出度く２段目差動アンプのベータ遮断周波数も１０ＭＨｚ程度に伸びる。このグラフから２ＳＤ７５６の方もそれがちゃんと１０ＭＨｚ程度に伸びていたことが明らかだろう。

これで２つのベータ遮断周波数にともなうポールはパワートランジスタのベータ遮断周波数によるポールとは２桁離れた高域に移行した。この状態はパワートランジスタのベータ遮断周波数によるポールを第１ポールとした我が電池式完全対称型パワーアンプと同様である。

であれば、同様な構成が可能なのではないか。

可能なのだ。（＾＾）

クローズドゲイン設定１８ｄＢ以上ならこれで他の位相補正の要もなく安定だ。
しかも負荷８Ωでオープンゲインｆｃ≒４００ｋＨｚである。超広帯域だ。

が、勿論２段目電流帰還によってそのｇｍは１／５０程度（≒△３３ｄＢ）に減っている。それはちょうど２段目差動アンプ部の電圧ゲイン相当であり、その結果が下のグラフでも約３３ｄＢのオープン電圧利得の減少となって現れている。

そのゲイン減少分は初段で補う。
３０ｄＢ以上とかなりのゲインが必要であるからｇｍの大きい２ＳＫ１１７を起用する。

無理とは思うが、回路構成、回路定数を継承して取りあえずその負荷を１．２ｋΩにしてみる。

一番下が２ＳＫ１１７の電流出力である。

こうしてみると２ＳＫ１１７のｆＴもそう高いわけではないようだ。ベータ遮断周波数（ＦＥＴの場合何というのか知らないので取りあえずこう言う）アップを重視してソース抵抗を１００Ωとしたのだが、１０ＭＨｚには達しないようだ。１００ＭＨｚぐらい欲しいところだったのだが、まぁ、しょうがない。

ゲイン的にはこれで１０ｄＢ程度だろうか。あと２０ｄＢは欲しい。

となると、やはり電源電圧を上げて、初段の負荷抵抗を大きくする以外にない。

Ｋ先生の最近の作例のようにさらなるハイオープンゲインを目指すとなるともう少し高電圧と高抵抗が必要だが、今の我が電池式完全対称型パワーアンプと同程度のゲインということであればこの程度で良いようだ。

ゲインはこの程度で良いようだ。

が、初段のゲインアップに伴ってそのベータ遮断周波数も明確に下がってしまう。残念だがしょうがない。

これでオープンゲインの電圧利得とその位相特性はどうか。

ゲインも十分だし、帯域も広い。そしてその位相回転も緩やかで素直だ。
まぁまぁの出来ではなかろうか。

これで例の位置への位相補正１０ｐ

なんだ。多いじゃないか。と思えるかもしれないが、２段目差動アンプの電圧ゲイン分のミラー効果が減少しているので、エミッタ電流帰還帰還抵抗を入れる前に比べると実質的には逆に少ないのである。

これでクローズドゲイン設定２８ｄＢ以上で安定である。問題のオープンゲインｆｃは８Ω負荷で８０〜９０ｋＨｚだ。

初段でのステップ型位相補正も有効だ。

この場合もクローズドゲイン設定２８ｄＢ以上で安定だ。ただし８Ω時のｆｃは６０ｋＨｚ程度だろうか。
ちなみに、これは終段２Ｎ３０５５のベータ遮断周波数由来の疑似ポールを第１ポールにした我が電池式完全対称型パワーアンプと同じ成り立ち。ということになる。

クローズドゲイン２０ｄＢ設定は出来ないのか。新世代の半導体完全対称型パワーアンプのクローズドゲイン設定は２０ｄＢ程度だ。
という要望がある場合は、Ｎｏ−１７４や１７６と同様に（２ＳＡ６０６のＣｏｂが位相補正Ｃとなっている）これらの位相補正を併用すれば良い。

負荷４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、３００Ωのパラメトリック解析。

８Ω時のｆｃが５０〜６０ｋＨｚに下がってはしまうもののこれならクローズドゲイン設定２０ｄＢで安定である。

これで汎用性のある広帯域電池式完全対称型パワーアンプが出来そうである。（＾＾）

新世代の半導体完全対称型パワーアンプが登場したのは、１９９９年６月号のＮｏ−１５５だった。そのオープンゲイン時ｆｃは、クローズドゲイン設定３２ｄＢであるとは言え、８Ω負荷時で１００ｋＨｚと驚異的であった。

Ｎｏ−１５５においてＫ先生は“新構想による本機の回路”としてこう述べられている。「・・・ゲインを初段に集中し、２段目を極めて簡潔な構成にしているのだ。アンプのＮＦＢに対する安定度はカットオフ周波数を決定する時定数の数とその分布によって決まる。時定数が少ないほど、また時定数が分散しているほどＮＦＢは安定だ。」と。

あれから５年。その意味がベータ遮断周波数由来の（疑似）ポールの高域への分散であり、２段目を極めて簡潔な構成にしたのもそれが理由であったことを今日の今日にしてようやく理解したのだった。（＾＾；　＜　とろいのぉ（−−）

Ｎｏ−１６７における８Ω時オープンゲインｆｃ９４ｋＨｚなど大電流型ＭＯＳ−ＦＥＴパワーアンプにおいてハイゲイン−ハイｆｃが実現している理屈も多分以上に観た理由によるのであろう。そして、以上の手法でパワートランジスタによりｆＴの高いＴＲを導入すればバイポーラトランジスタでのハイゲイン−ハイｆｃも実現出来ることも分かった。

このところＮｏ−１７４、Ｎｏ−１７６と、出力素子にバイポーラＴｒを起用した完全対称型パワーアンプが発表されているが、直入さんによれば数日後に発売される６月号のＮｏ−１７８もバイポーラＴｒによる完全対称型パワーアンプであるとのこと。新世代完全対称型の回路が、高ｆＴのパワートランジスタの能力を生かそうと思えば生かせるものであることを知って、こうもバイポーラが続くとなると、もしや、いにしえの２Ｎ３０５５に代わる新パワーＴＲの起用がありえたりするのではないか、などと思う今日この頃なのである。さて、どうだろう。（＾＾；


先生、どうでしょう、こんなもので（＾＾；

「解釈は人それぞれ勝手である。が、真は一にして容易に得ること能わず。おさおさ怠ることなかれ。」

はっ　ｍ（＿＿）ｍ








最後に毎度のお断りを。以上のシミュレーション結果及びその解釈にはなんの保証もないので悪しからず。また登場したシミュレーションモデルについては何もお答えできないので重ねて悪しからず。（＾＾；

（２００４年５月５日）