ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で
完全対称型ヘッドフォン（専用）アンプをシミュレートする
我が完全対称方式のヘッドフォン（専用）アンプのイメージである。
毎度のことだが、Ａ６０７（６０６）やＣ９６０（９５９）のモデルはないので、Ａ１０１５、Ｃ１８１５で代用する。そのままではＣｏｂが違いすぎるのでそのＢ−Ｃ間にコンデンサーを挿入してＡ６０７（６０６）、Ｃ９６０（９５９）のモデルに近づける努力をする。
Ａ１０１５の方には１６ｐＦを外付けし、Ａ１０１５の規格上のＣｏｂ４ｐＦと合わせてＣｏｂ２０ｐＦのイメージ、Ｃ１８１５の方は３０ｐＦを外付けしＣ１８１５の規格上のＣｏｂ２ｐＦと合わせてＣｏｂ３２ｐＦのイメージだ。
もとより本来のＡ６０７（６０６）、Ｃ９６０（９５９）のＣｏｂはそんなものか？という問題はある。が、その辺はアバウトで良い。それでも傾向は分かるのである。
早速入力に１Ｖａｃを加え、出力の電圧利得（ｄｂ）と電圧位相を観る。
負荷は最初からパラメトリックに、３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、７ＫΩである。
３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ωは勿論現実のヘッドフォンのインピーダンスをイメージしたもので、分かりやすいように６ｄｂずつ増加させたものであり、７ＫΩは負荷オープン時のイメージである。
これで一気に状況把握。
その前に各部の電圧、電流の状況を確認しておく。
ＤＣバランスも大体確保され、終段のアイドリング電流も実機の設定にごく近い。
終段のアイドリング電流が上下で３．３ｍＡ程度違っており、下側の方が多い。のは２段目差動アンプの右側の動作電流を終段下側が吸い込んでいるためである。そうしないと当然出力にプラスのＤＣオフセットが生じる。そうならないように初段差動アンプのソース抵抗（実機では半固定抵抗）を調整し、＝差動のバランスをやや崩して、終段上下のアイドリング電流値をわざと違えてＤＣバランスを取っているのである。
その程度は微量だが、これが全体的に対称動作を些か崩していることも事実で、その辺はあとのシミュレーション結果にも出てくる。
世の中には耳の良い人もいるものと感心する。その微妙なアンバランスによる音の悪化を聞き分けて対策を講じている人もいるのだ。私には及びも付かない。
グラフ上が位相特性で、上から負荷３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、７ＫΩの場合である。
グラフ下は電圧利得で、上から負荷７ＫΩ、３００Ω、１５０Ω、７５Ω、３７．５Ωの場合である。
次に確かめるが、２段目差動アンプのＣｏｂによる第１ポールが３．５ＫＨｚ（負荷７ＫΩ）から３５ＫＨｚ（負荷３７．５Ω）という比較的低い位置に出来て、それ以上ではなんと１０ＭＨｚという高域まで時定数はないが如きの位相遅れ−９０°以内、電圧利得−６ｄｂ／ｏｃｔが継続している。実機でのクローズドゲイン設定２０ｄｂでも全く安定に動作するのは当たり前の超安定な特性になっている。
これは連星効果によるところ大だ。
電圧利得は負荷に比例した６ｄｂステップの増加になっていない。のは、２段目差動アンプにカスコードを付加していないために、出力インピーダンスが十分でないためだ。負荷７ＫΩでは完全に伸びが止まっている。
が、電圧利得５３．５ｄｂ（３７．５Ω）、５８．５ｄｂ（７５Ω）、６３．５ｄｂ（１５０Ω）、６７．５ｄｂ（３００Ω）と利得は十分に得られている。
さて、これで問題にするのが第１ポールの位置である。
トランスインピーダンスの電流帰還方式ではゲインと帯域は両立するらしいが、そうでない普通？のアンプはゲインと帯域はトレードオフである。一般にゲインが小さい方が帯域が広く、ゲインが大きい方が帯域は狭い。
ここでも正にそうなっている。
オープンゲインで使おうという訳でもあるまいに、オープン時の第１ポールが低いことに何の問題があるのか？オペアンプなんか１０Ｈｚ台だ。ＧＢ積が十分ならそれで良かろうに・・・。という見方もある。
が、まぁ、Ｋ式ＤＣアンプでもあるし、理想ＮＦＢの思想で音声帯域ぐらいには位相ずれのないＮＦＢを掛けたい、よってもう少し広帯域化出来ないか、というのが今回のテーマである。
今の状態は、インピーダンス３０Ω程度の一般的なヘッドフォンを繋いだ場合にはまあまあの帯域幅になるものの、ＨＤ６００のようなインピーダンス３００Ωのヘッドフォンを繋いだ場合にはオープンゲイン時の第１ポールが７ＫＨｚと音声帯域まで降りてきて、結果ＮＦＢの位相も２０ＫＨｚでは−７０°ずれている、という状態なのだ。
そこで、負荷インピーダンス３００Ω時の第１ポールも出来れば２０ＫＨｚ以上の高域へ移行させ、これをより理想に近づけよう。というわけだ。
が、事はそう簡単ではあるまい。何せゲインが大きいのだ。ゲインと帯域は基本的にトレードオフ。したがってこの第１ポール。１桁でも上へ移行できれば御の字であるように思える・・・
もしそれが困難となれば・・・、トランスインピーダンスの“電流帰還型”に移行・・・？（＾＾；
と、そこまではまだ考えず、取りあえず低いポールの要因を探る。
まず、２段目にカスコードアンプを入れる。
上の場合の第１ポールが、初段と２段目の入り口で２段目差動アンプのＣｏｂがミラー効果で拡大されて出来るポールであることをこれで確認する。
負荷は同じくパラメトリックで３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、７ＫΩである。
電圧利得（ｄｂ）と電圧位相を観る。
やはり２段目のＣｏｂに働くミラー効果が排除されて帯域が１桁上に伸びている。
これでカスコードのない上の場合の第１ポールが２段目差動アンプのＣｏｂによるものであったことが明らかだ。
今度の第１ポールは終段ＴＲのＣｏｂによるものであろうと推測されるが、１５ＫＨｚ（７ＫΩ）、１１０ＫＨｚ（３００Ω）、２００ＫＨｚ（１５０Ω）、３００ＫＨｚ（７５Ω）、４５０ＫＨｚ（３７．５Ω）と非常に広帯域である。
これでもう、目的は達せられた！？（＾＾；
が、世の中そう優しくはない。
残念ながら、１ＭＨｚ近辺に第２ポールが明確に現れており、この場合は連星効果もないようで、結果スタガー比が確保できないのである。
したがってこれでは殆どＮＦＢを掛けることが出来ない。
よって、この広帯域はこのままでは生かすことができないのだ。ざんね〜〜ん。
電圧利得は負荷に比例した６ｄｂステップの増加に大体なっている。のは、２段目差動アンプにカスコードを付加した結果出力インピーダンスが十分に高くなったためだ。負荷７ＫΩでも利得増加の比例関係が保たれている。カスコードアンプの効果はこの点でも非常に大である。
電圧利得５３．５ｄｂ（３７．５Ω）、５９．５ｄｂ（７５Ω）、６５ｄｂ（１５０Ω）、７０．５ｄｂ（３００Ω）と基本的にはカスコードなしの場合と同じだが、負荷が大きくなるほど乖離が広がるのは勿論カスコードの有無によるものだ。
さらに広帯域化の可能性を探るために、終段Ｃ１８１５に外付けした３０ｐＦを外してみる。
上の場合の第１ポールが２段目負荷抵抗と終段ＴＲのＣｏｂがミラー効果により拡大されて出来たポールであることも確かめる必要がある。
これで終段のＣｏｂはそもそものＣ１８１５の規格上のＣｏｂ＝２ｐＦと１／１６になる。したがって終段のポールは１６倍高域に移動するはずだ。
はたして・・・。これでこのアンプの第１ポールも１６倍高域に移動してくれれば事は簡単なのだが・・・（＾＾；
ちなみにこの状態は、２段目にＡ７２６やＡ８７２、終段にＣ１４００やＣ１７７５を起用したイメージといって良い状態だ。
第１ポールは、１１０ＫＨｚ（７ＫΩ）、６５０ＫＨｚ（３００Ω）、９００ＫＨｚ（１５０Ω）、１ＭＨｚ（７０Ω）、１．１ＭＨｚ（３７．５Ω）と超広帯域である。
負荷７ＫΩの場合は、終段ＴＲのＣｏｂによるポールがまだ第１ポールとなっているかもしれない。
が、負荷３００Ω以下については、終段ＴＲのＣｏｂによるポールとは言えない。
そうではなくて、上の場合の第２ポールが第１ポールの位置に現れてきたもの、といった方が正しいだろう。
しかも利得の下降直線が１２ｄｂ／ｏｃｔであること、位相の回転具合が急であることから、２つのポールが重なっているように思える。
まぁ、非常に広帯域ではあるが、勿論この状態ではＮＦＢはまともには掛けられない。したがってこの広帯域をそのまま生かそうとしても無理である。
問題は、このポールの要因は何か？
ということだが、多分これはＡ１０１５とＣ１８１５のベータ遮断周波数による（疑似）ポールだ。
Ａ１０１５、Ｃ１８１５に限らず、Ｋ式でも使われる（た）ような低周波小信号用のトランジスタのｆＴは１００ＭＨｚ内外であり、そのＨｆｅは１００内外である。
だからどの低周波小信号用ＴＲを使ったところで１ＭＨｚ前後にベータ遮断周波数によるポールが生じるのだ。
要するにこれらのトランジスタの増幅能力（＝Ｈｆｅ）が１ＭＨｚ弱から減少し、１００ＭＨｚ内外のｆＴ（トランジション周波数）で１になる。このことがこの電圧利得特性の高域での姿を形成しているのである。多分（＾＾；
完全対称型は２段目と終段もエミッタ接地であるから、このヘッドフォン（専用）アンプのようにともにトランジスタを起用してエミッタ抵抗を使用せず最大ゲインで動作させれば、２段目と終段のベータ遮断周波数によるポールが１ＭＨｚ付近で重なることになる。
それが１２ｄｂ／ｏｃｔで減衰していくこの結果となるのだ。
では、初段は？
あとで見るがＦＥＴは１桁限界が高いようで・・・
連星効果はないのか？
ここではもう２段目、終段ともにＨｆｅが減少し増幅能力を失っていく過程であるが故に回復できない。ということなのだろう。
さて、
実は、以上から次の結論が導かれてしまうのである。
完全対称型の広帯域化の限界を規定しているものは、この１００ＭＨｚ内外の低周波小信号用トランジスタのｆＴである。ということである。
素子のＣｏｂとかＣrｓｓとかではないのだ。
何故なら、これを第１ポールとして安定なＮＦＢを掛ける手法があれば格別だが、通常はこれを第２ポール以降に配置する以外にない。
となれば、例えば３０ｄｂ（≒３５倍）のＮＦＢを予定した場合、必要なスタガー比は３５×２＝７０倍であるから、これを第２ポールとしても１ＭＨｚ÷７０≒１４．３ＫＨｚに第１ポールを配置しなければならないのである。
１００ＭＨｚなのに・・・
しばし絶句・・・
そうなのか。
ＧＯＡ等ＴＲ時代のＫ式の第１ポールが１０ＫＨｚ〜２０ＫＨｚに配置されていたのは必然だったのだ。
完全対称型の場合も基本的にこの事情は同じだ。
Ｃｏｂによるものであればカスコードで回避も可能だが、ベータ遮断周波数という素子本来の増幅能力の限界に起因するものではどうにもならない。だから、終段にカスコードを付加したところで無駄というものである。
完全対称型の場合、終段のベータ遮断周波数によるポールについては連星効果によって対処できる場合がありえる、という点はＧＯＡとの違いではある。
が、２段目差動アンプのそれはなんともならない。
せいぜい初段のステップ位相補正で多少の引き戻しを図れる程度である。
実はこれも、ベータ遮断周波数によるポールは増幅能力の喪失と表裏一体のものだから、位相を戻すというだけでは完全な補償は無理なのだ。
結局、トランジスタを起用した完全対称型アンプの広帯域化を考えた場合、ボトルネックは最終的に２段目差動アンプに起用するトランジスタのｆＴなのだ。
ここにｆＴ＝１ＧＨｚのトランジスタでも採用できればこれによる第２ポールを１０ＭＨｚとして、結果第１ポールを１００ＫＨｚ超としたアンプが可能となる。という結論になる。
ＦＥＴなら１桁高そうだ・・・、もっとｆＴの高いトランジスタ・・・
これが出来ない場合。エミッタ抵抗による帰還作用を活用してゲインの代わりに帯域を伸ばす。といった方法以外にはない・・・
あらま（−−；
この状態で各部の電流利得を観る。
一番下が初段の電流利得で−５９ｄｂである。−５９ｄｂ≒１／９００であるから、初段のｇｍ＝１／９００＝１．１１ｍＳである。
下から２番目は２段目差動アンプまでの電流利得で−２１．５ｄｂである。−２１．５ｄｂ＝１／１１．９であるから、２段目までのｇｍ＝８４ｍＳである。初段のｇｍ＝１．１１ｍＳだったから、２段目自体の電流利得は８４／１．１１＝７５．６８倍である。
上から２番目は終段上下までの電流利得である。０．５ｄｂ程度の差があるのは２段目差動アンプの動作電流分上下で動作電流が異なるため、と思われる。
大体１５ｄｂである。したがってここまでのｇｍ＝５．６Ｓである。終段の電流利得は５６００／８６＝６６．６７倍である。
一番上が出力点での電流利得で２１ｄｂである。したがってこのアンプのＧＭ＝１１．２Ｓということになる。
非常に大きい。のは２段目にも終段にもエミッタ抵抗を入れていないことによるものだが、これによって数十から数百Ωの比較的インピーダンスの低い負荷を出力に繋いでも適度な電圧ゲインが確保されるのである。
ちなみに負荷１ＫΩから５０ＫΩのプリのフラットアンプ用としてはこれではゲインが過剰だろう。
電流利得の周波数特性をみると、各段のそもそもの増幅能力が分かる。
初段は１０ＭＨｚ程度までの増幅能力がある。
２段目と終段は数百ＫＨｚ台から徐々に増幅能力を減じ、１００ＭＨｚでは増幅能力が皆無となっている。
終段の増幅能力の減少が２段目より急激なように見えるが、終段には２段目の減少分も加算されるのだから当然の結果である。
要するに２段目も終段もベータ遮断周波数は１ＭＨｚ程度でＨｆｅが低域の−３ｄｂとなり、ｆＴの１００ＭＨｚでＨｆｅ＝１となっているのである。
したがって、これは素子固有の高域限界であり、これらの素子を用いる限りこれ以上の広帯域化はＮＦＢの力を借りてゲインを削って（＝要するに電流帰還を掛けるなどして）達成する以外困難なのだ。
回路に順次低いポールとなる要因を付加して、同様に各部の電流利得を観る。
まず、終段のＴＲＢ−Ｃ間のＣ＝３０ｐＦを元に戻す。
終段のＴＲのＣｏｂにより終段に約１００ＫＨｚのポールが立ったことが分かる。
これで、この終段Ｃｏｂによるポールを第１ポールとし、２段目差動アンプと終段の約１ＭＨｚのベータ遮断周波数を第２ポールとした構成が考えられる。パワーアンプの場合はパワートランジスタのベータ遮断周波数が１００ｋＨｚ程度に出来るので、それを第１ポールとしても同様な構成が出来る。
が、両者の位置が近いので、この第１ポールをもう少し下げ、あるいは第２ポールの位相進行を少し引き戻し、またはＮＦＢ量を少な目にする、などの対策が必要になるはずだ。
続いて終段ＴＲのＣｏｂを削除し、２段目差動アンプの例の位置に５ｐＦを入れる。
２段目に５ｐＦによる約２０ＫＨｚのポールが形成された。
たったの５ｐＦでこれだけ低いポールになるのは、ここに２段目と終段の電圧ゲインが加算され、大きなミラー効果が生じるためである。
終段と出力端の電流利得特性にも約２０ＫＨｚのポールが形成されたように見えるが、これは２段目のポールによる電流利得特性を終段もそのまま受け継いだだけで、終段自体のものではない。のは、その傾きが２段目と平行であることから明らかだ。
これを第１ポールにすると非常に安定なアンプになるであろうことが推測される結果だ。って、実際そうなのだが（＾＾；
下は２段目に入れるＣを１ｐＦにした場合である。
第１ポールは１００ＫＨｚ程度に上がっている。
この構成では、２段目差動アンプに付加するＣで自由自在に第１ポールを動かし、最も安定で広帯域になるポイントを探せそうだ。
初段にステップ型の位相補正を入れた場合にはどうなるか観てみる。
定数は取りあえず６８０Ω＋５１０ｐＦ
Ｑ５、Ｑ６の入力インピーダンスがＲ１，Ｒ６とパラに利くのだが、Ｑ５、Ｑ６の入力インピーダンスはシミュレータの実測では１．４３ＫΩ、簡易計算式では２６／Ｉｂ（ｍＡ）＝２６／０．１６＝１．６３ＫΩである。ので、１．４３ＫΩを採用すると、パラで６５０Ωということになる。
よって
ステップ低域側周波数＝１５９／（（０．６５ＫΩ＋０．６５ＫΩ）＊０．０００５１ｕＦ）≒２４０ＫＨｚ
ステップ高域側周波数＝１５９／（０．６８ＫΩ＊０．０００５１ｕＦ）≒４６０ＫＨｚ
となる。
４６０ＫＨｚ付近からは位相の戻し効果が現れるはずだが、果たしてどうだろうか。
低域側は１５０ＫＨｚ程度になっている。第２ポールの影響も受けて計算値より低くなるようだ。
問題は高域側だが、明確ではない。
第２ポールとなっている１ＭＨｚ付近のベータ遮断周波数によるポールが強力なためだ、が、２段目の１ＭＨｚ前後の領域の減衰カーブが６ｄｂ／ｏｃｔより心持ち緩やかになっているように見えるがどうだろう。
確かに緩やかになっている。これがステップ高域側の効果だ。
ちなみに、初段のステップ型位相補正で２段目の５ｐＦと同程度の位相補正効果を得て、それを第１ポールにしたい。という場合には、例えばこのような設定になる。
第１ポールは約１０ＫＨｚに出来た。が、１００００ｐＦのＳＥコンと思うとちょっと不経済である。
不経済ではあるが、完全対称型では、これが終段の負荷の影響を受けることない安定なポールを形成出来る唯一の方法だ。
実に有望な手法ではないか。
が、そうそう上手く問屋は卸してくれない訳でしてね・・・（＾＾；
次にＮＦＢの効果を観る。
２段目と終段にエミッタ抵抗を入れて、その電流帰還（ＮＦＢ）により電流利得特性はどうなるか、である。
帯域は伸びるが、ゲインは大きく減少するだろう・・・、というのが予想だ。
まずは２段目差動アンプ。
予想どおり。というべきか。
電流利得は２段目差動出力までで−４５ｄｂと２３．５ｄｂも減少してしまった。結果全体でも−３．５ｄｂであるから、ＧＭ＝６６６ｍＳとなって、負荷の低いヘッドフォンアンプとしては実用性がない。
が、負荷１ＫΩ以上となるプリのフラットアンプとしては使える。実際Ｎｏ−１２８（？）の構成は基本的にこうだ。
問題の２段目の周波数特性だが、確かに１桁弱高域に伸びた。が、差動の右側が終段の影響を受けるためかかえって狭帯域になってしまっている。
終段にもエミッタ抵抗４７Ωを入れて電流帰還（ＮＦＢ）を掛けてみる。
終段の周波数特性も高域に伸びたために、アンプ全体としても−３ｄｂ点が５．５ＭＨｚと驚異的な広帯域となった。
が、終段までのゲインは−３２ｄｂと、４７ｄｂもゲインが減少してしまった。
２段目で２３．５ｄｂの減少であったから、終段でも２３．５ｄｂの減少である。
結果アンプ全体での電流利得は−２５ｄｂであるから、＝１／１８でＧＭ＝５５．６ｍＳということになる。
これでも負荷１ＫΩでは３５ｄｂ、５０ＫΩでは６９ｄｂの電圧ゲインが得られるから、フラットアンプとしての適性は高い。
実際やってみよう。
負荷１ＫΩ、２ｋΩ、４ＫΩ、８ＫΩ、１６ＫΩ、３２ＫΩ、６４ＫΩのパラメトリック解析で電圧利得、位相特性を観る。
ゲインを０ｄｂまで絞るプリアンプのフラットアンプには勿論このままでは使えないが、クローズドゲインを４０ｄｂ程度に固定したフラットアンプとするのであれば、別途位相補正を要さず、例えば負荷５０ＫΩ程度でｆｃ＝１５０ＫＨｚ程度の広帯域なアンプとして使えそうだ。
それは何？ って、まあＤＣマイクアンプあたりでしょうか（＾＾；
もう少しゲインを高めたい気がする。
そこで、２段目の負荷抵抗を１．６ＫΩにしよう。
こうすると２段目は動作電流が減るためにやや電流ゲインが下がるが、終段は電流ゲインが大きくなるはずだ。
そうなった。
が、終段のゲインが大きくなったために、終段Ｃｏｂによるポールが１ＭＨｚ〜２ＭＨｚ付近に立ったようだ。
たったの２ｐＦなのだが、広帯域化はなかなか難しいものだ。
それでも、アンプ全体で−１１．５ｄｂとゲインが大きくなったから、−１１．５ｄｂ≒１／３．７５で、ＧＭ＝２６７ｍＳと、負荷５０ＫΩであれば８２．５ｄｂの電圧ゲインが得られる数値だ。
これで安定にＮＦＢが掛けられるのであれば、ＮＦＢ４０ｄｂが確保できて、マイクアンプとしては妥当なものになるように思えるのだが・・・
どうだろうか。
低域の電圧利得７５ｄｂ
利得が上の計算より低い結果となったのは、終段自体の出力インピーダンスが負荷５０ＫΩに対してはこれでも不足しているためだろう。が、これだけ得られれば十分だ。と思う。
ｆｃ＝４０ＫＨｚ
オープンゲイン４０ｄｂ付近の位相遅れ−１１０°が得られる。
この場合の第１ポールは終段ＴＲのＣｏｂが担っている。
これならクローズドゲイン４０ｄｂのＤＣマイクアンプ用として妥当ではないだろうか。
このままで別途の位相補正はなしでＯＫだ。
オープンゲインが非常に大きいので、これ以上の広帯域化はちょっと困難と思われる。
また、使用するＴＲとしては、終段をＣ１７７５ＡやＣ１４００、Ｃ９８４、Ｃ１８１１、Ｄ７５６等のＣｏｂの小さいものにしたい。
Ｃ９５９（９６０）ではＣｏｂが大きいため、ゲインやＮＦＢ安定度は同じだが、ｆｃが一桁下がって３．５ＫＨｚになってしまうのだ。
ただし、音的にはそれでもＣ９５９（９６０）の方が良い、という可能性もあるので単純には言えないのであるが。
なお、
このアンプの出力は、完全対称方式の一般で、相応のハイインピーダンスで受ける必要があるので、それを前提にした使い方をしないと駄目。（＾＾；
さて、我がヘッドフォン（専用）アンプである。
現状においては、２段目差動アンプに起用しているＡ６０７の大きなＣｏｂ（２０ｐＦ）がミラー効果によって拡大されて低いポールを形成し、これに完全対称型ならではの連星効果が効果的に働いて非常に安定なアンプとなっているわけだ。
が、やや第１ポールが低い位置にある。
これまで検討してみた結果に基づき、これをもう少し高域に配置して広帯域化を図る。
そのためにはＡ６０７のＣｏｂにミラー効果が及ばないように、２段目差動アンプにカスコードアンプを導入することが必須だ。
終段は音の点でＣ９６０を用いなければならない、とすればそのＣｏｂの影響は甘受せざるを得ない。
負荷３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、７ＫΩで、最初に見たとおりだが、終段のＣｏｂによるポールが第１ポール、２段目ＴＲと終段ＴＲのベータ遮断周波数によるポールが重なって第２位ポールとなっている。
設定クローズドゲイン２０ｄｂは勿論、２６ｄｂでも３２ｄｂでもポール間が近くてスタガー比が取れない。ので、このままでは使えない。
広帯域化へ向けて幾つか策を労してみる。
負荷３７．５Ω、７５Ω、１５０Ω、３００Ω、７ＫΩでのパラメトリック解析での電圧利得、位相特性。
その１ 初段ステップ型位相補正
位相の引き戻し効果の威力抜群だが、残念ながら１ＭＨｚ付近の第２ポール自体を高域に移動させる力は初段ステップ型位相補正にはない。
この辺が限界で、帯域自体は広帯域であるが、残念ながらこれでは２０ｄｂ〜３０ｄｂ程度のクローズドゲイン設定は出来ない。
その２ ２段目電流帰還＋＠
２段目のベータ遮断周波数による第２ポールを引き上げるために２段目差動アンプのエミッタに電流帰還抵抗２２Ωを入れる。
この場合２段目の電流ゲインが減り、結果総合ゲインが減少することになるので、これを補うために初段にはｇｍの大きいＫ１１７を起用する。
が、それでベータ遮断周波数によるポールが劇的に高域に上昇するという訳ではないので、平行して２段目にミラー効果による第１ポールを形成して、その間隔をスタガー比が確保出来る程度に離す。
この場合、終段のＣｏｂによるポールは連星効果で隠れてしまうので、問題はない。
実用的結果になった。
この場合の第１ポールは、２５０ＫＨｚ（３７．５Ω）、１１０ＫＨｚ（７０Ω）、７０ＫＨｚ（１５０Ω）、３５ＫＨｚ（３００Ω）である。
が、位相遅れ−１２０°以内なのは３ＭＨｚまでであり、クローズドゲインは３０ｄｂ以上に設定する必要がある。
その３ ２段目ミラー効果
その２は策を労しすぎている嫌いがある。
連星効果が見込めるのだから、最初から２段目に必要最小限のミラー効果による第１ポールを形成すれば広帯域化は可能なのではないか。
実はそうだったのだ。
これでも広帯域化の実用的結果になるのである。
この場合の第１ポールは、１５０ＫＨｚ（３７．５Ω）、９０ＫＨｚ（７０Ω）、４５ＫＨｚ（１５０Ω）、２５ＫＨｚ（３００Ω）である。
が、この場合も位相遅れ−１２０°以内なのは３ＭＨｚまでであり、クローズドゲインは３０ｄｂ以上に設定する必要がある。
その２の場合の方がより広帯域であることは確かだが、得られている電圧ゲインを勘案すればこれでも十分ではなかろうか。
その４ クローズドゲイン設定２６ｄｂを得るために（最終結果）
クローズドゲイン設定はＴＲ完全対称パワーアンプと同様に３２ｄｂでもよかったのだが、この際だから・・・ということで２６ｄｂ設定の可能性を探って得た結果がこれである。
その３の状態に初段ステップ型位相補正を加えたのである。
結果、この場合の第１ポールは、９５ＫＨｚ（３７．５Ω、５３．５ｄｂ）、６５ＫＨｚ（７０Ω、５９．５ｄｂ）、４０ＫＨｚ（１５０Ω、６５．２ｄｂ）、２２ＫＨｚ（３００Ω、７１ｄｂ）である。
この場合の位相遅れ−１２０°以内なのは４ＭＨｚまでと広がり、クローズドゲインは２６ｄｂ設定も可能となった。
問題は、このシミュレーションの現実妥当性なのだが、シミュレーションとともに行った実機の改良においても、特に位相関係がすぐに不安定＆発振という現象で現れるので分かるのだが、それが何故こんなに結果が一致するのかと思えるぐらいに正確なのには恐れ入ってしまった。
よって、我が実機はシミュレーション通りの回路となったのである。
（２００３年２月１７日）
（おまけの完全対称型マイクアンプの考察）
完全対称型の特徴は終段がいわゆるエミッタ接地動作であることである。だからそのオープンゲインは終段に繋ぐ負荷抵抗に比例する。
負荷が１０倍になればオープンゲインも１０倍、クローズドゲインが一定ならこれでＮＦＢ量も１０倍になる。ということなのだ。
しかもこの場合の負荷とは、ＮＦＢ抵抗と出力に繋がる負荷の並列合成値のことなのである。
だから完全対称型は、その出力に繋がる負荷のことを無視した設計や使い方は出来ない。その意味では一般のアンプのような汎用性はない。
負荷にどういうものを繋ぐのか、あるいは繋ぐことができるのか、を考えて設計し使わなければならない訳だ。
上で考えてみたＤＣマイクアンプは、実は完全対称型パワーアンプにつなぐ場合のように８２０ＫΩぐらいのインピーダンスで受けて欲しい。
などというのは、ＤＣマイク録音などしたことがない者の机上の空論であったか（＾＾；
考えて見れば、録音アンプの入り口にはそんなにインピーダンスの高くないアッテネータがあるんですよね。
で、あれば、ＮＦＢ抵抗とアッテネータの並列合成インピーダンスが例えば１０ＫΩになっても必要なオープンゲインが得られるようにしなければならないので、２段目の電流帰還抵抗を４７Ωに減らして帰還量を減らしゲインアップを図っておかなければならない。ということになる。とりあえず・・・
低域のオープンゲイン７６ｄｂ、ｆｃ＝３５ＫＨｚ程度、オープンゲイン４０ｄｂポイントの位相遅れは−１０５°程度だ。
これでよい、のだが、問題は、こうやっていちいち負荷に合わせて専用設計しなければならない！ という点だ。
完全対称型は、基本的に後ろにつながる機器に合わせた専用設計なのである。
が、後ろにつながる機器のインピーダンスに合わせたゲイン設定で専用設計にすればよい、というだけですむものでもなくて・・・
対容量負荷安定性はどうだ、というＭ−ＮＡＯ氏の問題提起もある。
そもそも、ＤＣマイクはアマチュアのもので、マイクケーブルを１００ｍも伸ばしてその容量が１０，０００ｐＦになる、などという業務用もどきの使い方をしてはいけない、と思うのだが・・・
一気にｆｃが２ＫＨｚに下がってしまった。
連星効果が利くので安定性は確保されるが、これでは高域でのＮＦＢ量が減ってしまう。
オープンゲイン設定を間違って低めにしてしまった場合などはかなり悲惨だろう。
これでは、完全対称型ではＤＣマイクアンプは実質作れない？
いや。
対応手法としては、ＮＦＢ回路のインピーダンスを出力に繋がる負荷より低く設定する、ということが考えられる。
ＮＦＢ回路のインピーダンスを１／１００に下げる。
が、こうすると、完全対称型の電圧ゲインはＧＭ×負荷であるから、アンプの電流ゲイン＝ＧＭは逆に１００倍大きくしないと所要の電圧ゲインが得られない。
よって、２段目と終段のエミッタ抵抗は取り去りこれらを最大ゲインで動作させ、さらに初段のＦＥＴをｇｍの大きいＫ１１７に交換する。
出力には１０ＫΩのアッテネータが繋がったイメージだ。
オープンゲイン７６ｄｂ、ｆｃ＝４０ＫＨｚ、オープンゲイン４０ｄｂポイントの位相遅れ−１００°がこれで得られる。
それだけではない。
出力に長いケーブルによる１０，０００ｐＦの容量がぶら下がったところで・・・、
極端にｆｃが下がってしまう、という問題もなくなるのだ。
が、極端でないだけで、これでもまだ影響を被っている。
この手法をさらに徹底しよう。
ＮＦＢ回路のインピーダンスをさらに１桁下げる。
こうすると電流ゲインはさらに10倍必要となるので、終段をダーリントン接続にする。Ｃ９６０を繋いだイメージである。この場合３０ｐＦのＣｏｂがあってもドライブインピーダンスが低いので問題はない。
オープンゲイン７５ｄｂ、ｆｃ＝４５ＫＨｚ、オープンゲイン４０ｄｂポイントの位相遅れ−９５°がこれで得られる。
出力に１０，０００ｐＦの容量がぶら下がっても・・・
その影響を受ける度合いも減ったようだ。
これなら出力に繋がる負荷の影響を受けにくい、汎用性のあるＤＣマイクアンプとして可能性があるのではないだろうか。
と、確かめるために、出力に１０，０００ｐＦをぶら下げたまま、その負荷をパラメトリックに、１５０Ω、３００Ω、６００Ω、１．２ＫΩ、２．４ＫΩ、４．８ＫΩ、９．６ＫΩ、１９．２ＫΩと変化させてみる。
殆ど影響を受けない。
これなら良さげ（＾＾）
いやいや。
位相余裕が超高域でなくなっているではないか。２０，０００ｐＦがぶら下がったら発振してしまうのではないか・・・
もっともだ。
が、対応策はある。（＾＾）
出力にシリーズに小抵抗を入れれば良いのだ。例えば４７Ωを入れる。
完全に実用的な結果が得られるマイクアンプになったように思うがどうだろうか。
出力に１００，０００ｐＦ＝０．１μＦがぶら下がったところで・・・
これでも実用的帯域幅が得られるし、位相的にはかえって余裕が広がって安全なのだ。（＾＾）
これで実機を作るとなれば、初段はＦＤ１８４１から２ＳＫ９７への変更が必至だし、消費電流もやや多くなるし、果たして音が良いかどうかは・・・
知らない・・・（＾＾；
（２００３年２月２０日）
