電流正帰還・バッテリードライブ完全対称型パワーアンプ
を再度Ｓｔｕｄｙする
作っても使ってもいけないアンプ？（＾＾；）

・時来たれり。・故に、10年前に作った右の電流正帰還・電池式完全対称型パワーアンプが改変の仕儀となった。・こんな感じだったものを、

・こんな感じに。・ちょっと複雑になったが、・①リチウムイオンバッテリーを電源として使おうというのが、そもそもの趣旨。・②そうすると、電流正帰還型は私のような素人は作っても使ってもいけないアンプなので、保護回路なしでは不吉である。ので、Ｎｏ－２０９と同様の保護回路を導入することにした。・③そうすると、終段には電流制限の保護回路の一部として０．２２Ωのエミッタ抵抗が付加される。その結果、エミッタ抵抗の電流帰還作用でオープンゲインがやや減少する。また、この際クローズドゲイン設定を最近作った私のバッテリー式パワーアンプ達に合わせて約２２倍と少し大きくしたい。ということからオープンゲインを少し大きくすることとし、そのために初段を２ＳＫ３０ＡＧＲから２ＳＫ１１７ＢＬに変更し、終段入力のベース抵抗（ブートストラップ抵抗）も２２０Ωから３３０Ωに変更した。・④さらに、“元祖（自称（＾＾；）電池式完全対称型ＤＣパワーアンプ”で書いた理由により、位相補正を従前の２段目入出力間のミラー効果型から２段目入り口のステップ型＋終段入出力間のミラー効果型併用タイプに変更した。

・⑤ところが、③の結果、β回路が従前の高インピーダンス（クローズドゲイン設定を少し上げて当初は５６０ｋΩ＋２７ｋΩとした）のままでは、位相補正を如何にしても超高域発振が止まらない。やはり、β回路のインピーダンスが高いのは吉ではない。結局、β回路を６．２ｋΩ＋２２０Ωという低インピーダンス、と言うか非反転動作ならごく普通の設定に変更し、超高域発振の発生を解消した。・⑥しかしながら、そうするとパワーアンプの入力インピーダンスが２２０Ωになってしまい、前段のプリアンプ等にとっては負荷として重すぎて実用的でない。なかなか反転型は難儀なものだ。で、２ＳＫ１１７ＢLによる定電流負荷のソースフォロアバッファを入力に追加した。これで高入力インピーダンスを確保すると共に、反転入力部の低インピーダンスに対応する。が、２ＳＫ１１７ＢＬソースフォロアバッファの出力インピーダンスは当然０Ωではなく１／ｇｍで、この場合１００Ω程度のレベルになる。当然これもβ回路の入力抵抗側に反映される。実はその結果が６．２ｋΩ＋２２０Ωの定数設定となっている。要すればβ回路は実質６．２ｋΩ＋３２０Ωであって、結果クローズドゲイン設定は１９．４倍程度になる。・⑦これで改変作業終わりと思ったのだが、さらにおまけのトラブルだ。なんと２SK117BLは１５Vの電源電圧でもゲート漏れ電流が多く、ゲート抵抗８２０ｋΩでは実用にならないのであった。（爆）　そこで、２ＳＫ１１７ＢＬのドレイン側にツェナーダイオードＨＺ９Ｃ１を挿入し、ドレイン－ソース間電圧を６V程度に下げて解決した。・という経過でこうなった。・なお、バッテリーチェック回路の共通エミッタ抵抗値を５６ｋΩとしてある。近頃のＬＥＤの高能率化は凄いものだ。
・初段ステップ位相補正の定数については、方形波応答も観つつ、音も聴きながら２４０Ω＋６８００ｐＦの組み合わせに決めた。・その観察が下の写真等だが、順に上から、ステップ位相補正が１２０Ω＋６８００ｐＦ、２４０Ω＋６８００ｐF、そして５１０Ω＋６８００ｐＦの場合で、左が１０ｋHz方形波応答で右が１００ｋHz方形波応答。・写真は２現象で下が入力波形で上が出力応答波形。この場合、全て無負荷である。・写真下にあるのは、LTSpiceの占う同条件での方形波応答波形。・入力が±１Ｖｐ－ｐなので、出力は±２０Ｖｐ－ｐ程度であり、これで殆ど最大出力である。
１０ｋＨｚ　位相補正１２０Ω＋６８００ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正１２０Ω＋６８００ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・初段ステップによる位相補正は、低域での位相回転と高域での位相回転戻しがセットである。この方形波応答に現れている立ち上がり、立ち下がりのオーバーシュートは、低域での位相回転によるもので、高域での位相回転を戻す作用のいわば副作用である。が、結局これによって高域の利得交点周波数付近で位相回転が戻り位相余裕が確保されているものなので、これはある程度やむを得ない。この結果、利得交点周波数付近での位相余裕が適切なことは、オーバーシュートが鈍い角度の一波のみでリンギングが生じていないことから分かる。したがって、この状況でも位相補正の設定は適切である。


１０ｋＨｚ　位相補正２４０Ω＋６８００ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２４０Ω＋６８００ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・６８００ｐＦにシリーズのＲの値を増やすと、低域での位相回転を減らすが一方高域での位相戻しも減らす。ので、Ｒを２４０Ωにしたこの場合、低域での位相回転の結果であるオーバーシュートは減るが、高域の利得交点周波数付近での位相戻しも減るので、その付近での位相余裕も上の場合より減っていることに留意しなければならない。が、シミュレーション及び実機の応答でも、立ち上がり、立ち下がりのオーバーシュートが減っただけで、リンギングはなく、高域の位相余裕はまだ大丈夫そうだ。


１０ｋＨｚ　位相補正５１０Ω＋６８００ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正５１０Ω＋６８００ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・Ｒを５１０Ωともう少し増やした場合だが、立ち上がり、立ち下がりのオーバーシュートが一層減って、ＬＴＳｐｉｃｅのシミュレーション占いではリンギングもなく最も妥当な設定に思える結果である。が、実機の応答では１００ｋＨｚ方形波応答で明らかなようにリンギングが生じている。これは利得交点周波数付近での位相余裕が減ったことによるものであり、この利得交点周波数付近での位相余裕の減少の方が発振に近くて怖い。音的にも、刺々しく激しい感じの音になる。ので、不採用。

・と言うわけでかなりの部品を追加したのだが、幸い既存の基板上に多少余裕があったお陰でアンプ部の追加部分は既存基板内に収まった。

・また、追加した保護回路部は勿論新たに基板を作成したのだが、これはフロントパネル上側フランジに取り付けることで上手くケース内に格納できた。

・時来たれり。・故に、10年前に作った右の電流正帰還・電池式完全対称型パワーアンプが改変の仕儀となった。・こんな感じだったものを、

・こんな感じに。・ちょっと複雑になったが、・①リチウムイオンバッテリーを電源として使おうというのが、そもそもの趣旨。・②そうすると、電流正帰還型は私のような素人は作っても使ってもいけないアンプなので、保護回路なしでは不吉である。ので、Ｎｏ－２０９と同様の保護回路を導入することにした。・③そうすると、終段には電流制限の保護回路の一部として０．２２Ωのエミッタ抵抗が付加される。その結果、エミッタ抵抗の電流帰還作用でオープンゲインがやや減少する。また、この際クローズドゲイン設定を最近作った私のバッテリー式パワーアンプ達に合わせて約２２倍と少し大きくしたい。ということからオープンゲインを少し大きくすることとし、そのために初段を２ＳＫ３０ＡＧＲから２ＳＫ１１７ＢＬに変更し、終段入力のベース抵抗（ブートストラップ抵抗）も２２０Ωから３３０Ωに変更した。・④さらに、“元祖（自称（＾＾；）電池式完全対称型ＤＣパワーアンプ”で書いた理由により、位相補正を従前の２段目入出力間のミラー効果型から２段目入り口のステップ型＋終段入出力間のミラー効果型併用タイプに変更した。

・⑤ところが、③の結果、β回路が従前の高インピーダンス（クローズドゲイン設定を少し上げて当初は５６０ｋΩ＋２７ｋΩとした）のままでは、位相補正を如何にしても超高域発振が止まらない。やはり、β回路のインピーダンスが高いのは吉ではない。結局、β回路を６．２ｋΩ＋２２０Ωという低インピーダンス、と言うか非反転動作ならごく普通の設定に変更し、超高域発振の発生を解消した。・⑥しかしながら、そうするとパワーアンプの入力インピーダンスが２２０Ωになってしまい、前段のプリアンプ等にとっては負荷として重すぎて実用的でない。なかなか反転型は難儀なものだ。で、２ＳＫ１１７ＢLによる定電流負荷のソースフォロアバッファを入力に追加した。これで高入力インピーダンスを確保すると共に、反転入力部の低インピーダンスに対応する。が、２ＳＫ１１７ＢＬソースフォロアバッファの出力インピーダンスは当然０Ωではなく１／ｇｍで、この場合１００Ω程度のレベルになる。当然これもβ回路の入力抵抗側に反映される。実はその結果が６．２ｋΩ＋２２０Ωの定数設定となっている。要すればβ回路は実質６．２ｋΩ＋３２０Ωであって、結果クローズドゲイン設定は１９．４倍程度になる。・⑦これで改変作業終わりと思ったのだが、さらにおまけのトラブルだ。なんと２SK117BLは１５Vの電源電圧でもゲート漏れ電流が多く、ゲート抵抗８２０ｋΩでは実用にならないのであった。（爆）　そこで、２ＳＫ１１７ＢＬのドレイン側にツェナーダイオードＨＺ９Ｃ１を挿入し、ドレイン－ソース間電圧を６V程度に下げて解決した。・という経過でこうなった。・なお、バッテリーチェック回路の共通エミッタ抵抗値を５６ｋΩとしてある。近頃のＬＥＤの高能率化は凄いものだ。
・初段ステップ位相補正の定数については、方形波応答も観つつ、音も聴きながら２４０Ω＋６８００ｐＦの組み合わせに決めた。・その観察が下の写真等だが、順に上から、ステップ位相補正が１２０Ω＋６８００ｐＦ、２４０Ω＋６８００ｐF、そして５１０Ω＋６８００ｐＦの場合で、左が１０ｋHz方形波応答で右が１００ｋHz方形波応答。・写真は２現象で下が入力波形で上が出力応答波形。この場合、全て無負荷である。・写真下にあるのは、LTSpiceの占う同条件での方形波応答波形。・入力が±１Ｖｐ－ｐなので、出力は±２０Ｖｐ－ｐ程度であり、これで殆ど最大出力である。
１０ｋＨｚ　位相補正１２０Ω＋６８００ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正１２０Ω＋６８００ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・初段ステップによる位相補正は、低域での位相回転と高域での位相回転戻しがセットである。この方形波応答に現れている立ち上がり、立ち下がりのオーバーシュートは、低域での位相回転によるもので、高域での位相回転を戻す作用のいわば副作用である。が、結局これによって高域の利得交点周波数付近で位相回転が戻り位相余裕が確保されているものなので、これはある程度やむを得ない。この結果、利得交点周波数付近での位相余裕が適切なことは、オーバーシュートが鈍い角度の一波のみでリンギングが生じていないことから分かる。したがって、この状況でも位相補正の設定は適切である。


１０ｋＨｚ　位相補正２４０Ω＋６８００ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正２４０Ω＋６８００ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・６８００ｐＦにシリーズのＲの値を増やすと、低域での位相回転を減らすが一方高域での位相戻しも減らす。ので、Ｒを２４０Ωにしたこの場合、低域での位相回転の結果であるオーバーシュートは減るが、高域の利得交点周波数付近での位相戻しも減るので、その付近での位相余裕も上の場合より減っていることに留意しなければならない。が、シミュレーション及び実機の応答でも、立ち上がり、立ち下がりのオーバーシュートが減っただけで、リンギングはなく、高域の位相余裕はまだ大丈夫そうだ。


１０ｋＨｚ　位相補正５１０Ω＋６８００ｐＦ２０ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div	１００ｋＨｚ　位相補正５１０Ω＋６８００ｐＦ２ｕＳ／div　下０．５V／div　上１０V／div

・Ｒを５１０Ωともう少し増やした場合だが、立ち上がり、立ち下がりのオーバーシュートが一層減って、ＬＴＳｐｉｃｅのシミュレーション占いではリンギングもなく最も妥当な設定に思える結果である。が、実機の応答では１００ｋＨｚ方形波応答で明らかなようにリンギングが生じている。これは利得交点周波数付近での位相余裕が減ったことによるものであり、この利得交点周波数付近での位相余裕の減少の方が発振に近くて怖い。音的にも、刺々しく激しい感じの音になる。ので、不採用。

・と言うわけでかなりの部品を追加したのだが、幸い既存の基板上に多少余裕があったお陰でアンプ部の追加部分は既存基板内に収まった。

・また、追加した保護回路部は勿論新たに基板を作成したのだが、これはフロントパネル上側フランジに取り付けることで上手くケース内に格納できた。