Ｎｏ−１９６（もどき）製作記

実に久しぶりにレコードを聴く。（＾＾； 今夜は金田式ターンテーブル制御アンプでドライブするＳＰ−１０ｍｋ２で。 回しているのは下のレコード。 “Ｔｈｉｓ　Oｎｅ’ｓ　Ｆｏｒ　Ｂｌａｎｔｏｎ” いいなぁ。。。（爆）（＾＾； いつものことだけど、音が実に新鮮で実在感や雰囲気感が素晴らしく、目の前で演奏を聴いているかのごとし。（＾＾） レコードからこれだけの音が出るなんて、今や分かる人も信じる人もごく限られているのだろうなぁ。。。 まったく、これがある限り音楽人生は幸せだわい（＾＾）

が、と言って、ＣＤを聴かないというわけではない。（爆）（＾＾； ので、写真にはＣＤ版も映っている。 しかして、今の我が家のＣＤプレーヤーは下のもの。 ＤＡコンバーターｕｎｉｔにはＢＢのＰＣＭ１７０４が使用されている。 実はこれもなかなかに素晴らしい音を出すのである。 わたし的にはレコードと比較してもほぼ不満がなく、ほとんど両雄並び立っている。（＾＾） 果たして新しいＤＡコンバーター。 これの音を遥かに超えて、と言うことは、金田式ターンテーブル制御アンプでドライブするＳＰ−１０ｍｋ２で回すレコードの音を遥かに超えて素晴らしい音を出すものなのだろうか。 早く作って聴いてみたいのだが、なかなかその暇がない今日この頃。（爆）（＾＾； ２００８年４月４日記

さて、

さて、さて、

ＤＳＣユニットを代表としてその動作を観る。 ただし帰還回路の４７０ｐＦを外し（この場合は外さなくても同じなのだが）、非反転側だけにシグナルを入力したボルテージフォロア動作でのもの。 差動入力で見るのが正しいとは思うのだが、発振器がシングル出力なので。（＾＾； もちろん一次フィルタを構成する入力側の４７０ｐＦのコンデンサも外しておく。外さないとこの観察の意味がない。 写真の下が入力波形で上が出力波形。 まず１０ｋＨｚの正弦波と方形波。
もちろんこれは初段ステップ位相補正が６８０Ω＋５１０ｐＦと指定どおりでのもの。 う〜ん。。。さすがに今回はオーバーシュート、アンダーシュートが全く見られない。私の作ったＫ式では初めての経験。（＾＾； 何も問題がない。この結果からすると位相補正の適正さを観るには１０ｋＨｚの正弦波と方形波では周波数が低すぎる。
ので、周波数を上げて次は１００ｋＨｚの正弦波と方形波。
おっ。正弦波では何も分からないが、方形波応答ではちょっとした違いが明らかだ。 １００ｋＨｚ方形波の立ち上がり立下りの肩部分に僅かながら暴れがある。 これはＭＨｚ超の領域で周波数特性がやや暴れていることを示すものだ。 まぁ、この程度なら全く問題はないだろう。が、必ずしも最適ではない。
そこで、物は試しでもあるし、ステップ位相補正のＣ：５１０ｐＦを１５０ｐＦにしてみる。 正弦波応答では何も分からないことが明らかなので、方形波応答のみにする。
左がその場合の１００ｋＨｚ方形波応答だが、出力波形において上のＣ：５１０ｐＦの場合に見られる立ち上がり立下り部分の暴れがない。実に良好な方形波応答だ。 右は１ＭＨｚの方形波応答。発振器が安物なので発振波形自体三角波の如くになまっているが、見るべきは出力の応答波形。 非常に良好な応答波形で、この領域でこのような応答は至極適切な位相補正状態であることの証左。ということになる。 ステップ位相補正は６８０Ω＋１５０ｐＦにしたくなるなぁ。（＾＾； が、１ＭＨｚの方形波応答を良く観ると、出力波形の位相がやや遅れていること（０．０５ｕＳ程度）と、出力波形の立上がり、立下りの方が入力波形のそれより急である（見た目では出力波形のカーブがやや膨らんでいる）ことが分かる。前者は当然だが、後者はこのＭＨｚ超領域のある領域でゲインの盛り上がりがあることを示すもので、位相補正の適正度をある意味表現している。 まぁ、これもこの程度は殆ど問題にすることもないものだとは思うが。
で、初段ステップ位相補正のＣの容量を変えた場合どうなるのかを観てみる。（＾＾） まずは６８０Ω＋１００ｐＦ １００ｋＨｚと１ＭＨｚの方形波応答。
１ＭＨｚの方形波応答において、出力波形の立上がり、立下りの方が入力波形のそれより急である（見た目では出力波形のカーブがやや膨らんでいる）ことがより明確だ。カーブの膨らみ方も何か折れ曲がったような感じだ。これは周波数特性がわずかに波打った状態にあることを示している。位相補正的に観るとＣ＝５１０ｐＦの場合はもちろん１５０ｐＦの場合よりも、やや適切さを欠く方向になったということだ。
そこで次はステップ位相補正、６８０Ω＋２００ｐＦ １００ｋＨｚと１ＭＨｚの方形波応答。
１ＭＨｚの方形波応答で、やはり出力波形の方にふくらみがあるが、１００ｐＦの場合のような折れ曲がり感はなくなった。が、１５０ｐＦの場合と比べてはどうだろう。微妙でよく分からない。（＾＾；
では次はステップ位相補正、６８０Ω＋３００ｐＦ 同じく１００ｋＨｚと１ＭＨｚの方形波応答。
う〜ん。１ＭＨｚの方形波応答ではより入出力の相似度は増したように見えるが、どうだろう。 ただ、１００ｋＨｚ方形波応答の方では出力の肩部分が微妙に盛り上がっているように見える。 これだとどちらがより妥当なのか。（＾＾；
で、もう一度６８０Ω＋５１０ｐＦについて観てみる。 ありゃ、今度は１００ｋＨｚ方形波応答の肩部分の暴れがなくなってしまった。（＾＾；　観測時のちょっとした条件の違いによるものかな。。。（＾＾； まぁそれはさておき、１００ｋＨｚ方形波応答の肩の部分の微妙な盛り上がりは３００ｐＦの場合より大きいような気もする。１ＭＨｚ方形波応答の方の３００ｐＦの場合との違いは微妙で判然としない。
まぁ、多少の違いはあるが、ここまでの観察では初段ステップ位相補正のＣについては、１５０ｐＦから５１０ｐＦならまず問題はないという感じ。ではある。（＾＾；
この際、ＩＶＣ部も観る。 ＩＶＣは電流入力なので電圧出力の発振器をそのまま繋いでは何も分からない。ので、ＩＶ変換抵抗と同じ抵抗値の抵抗を反転入力にシリーズに接続してそこから発振器出力を入れることで電圧ゲイン０ｄＢの反転動作で観る。また、一次フィルタを構成する２２００ｐＦのコンデンサは外しておく。外さないとこの観察の意味がない。 こちらは反転動作なので入出力の波形は当然逆相になるいのだが、見やすくするためにここではオシロ側で一方を反転してある。 まずステップ位相補正なし。 １００ｋＨｚと１ＭＨｚの方形波応答。
位相補正なしでも動作には問題がないことが分かる。が、１００ｋＨｚ方形波応答でもその立ち上がり立下り部部分に僅かに暴れがある。その内容は１ＭＨｚ方形波応答で明確だ。１ＭＨｚ付近の領域で周波数特性が波打っているのだ。その意味で最適な状況ではない。
そこでステップ位相補正を利かせる。まずは１．５ｋΩ＋1００ｐＦ。
位相補正なしの場合のような波形のうねりはない。ステップ位相補正が利いたわけだが、ＤＳＣと同様、出力波形の立上がり、立下りの方が入力波形のそれより急で、出力波形のカーブがやや膨らんでいることが分かる。 が、その効果で出力波形の方の肩の角度が鋭くなって、より理想的な１ＭＨz方形波に近くなっている。面白い。これは位相補正としては必ずしも最適ではないのに、結果的に応答速度を速めたという効果になっているわけだ。その結果、１００ｋＨｚの方形波応答では出力の立ち上がり立下り部分の肩が鋭くなって、最適のレスポンス状態に見せる効果が生じている。
次に、ステップ位相補正、１．５ｋΩ＋２００ｐＦ
状況は同じだが、１ＭＨｚ方形波出力波形の肩がやや緩くなったようだ。その方が入力波形に近いのでその意味では出力の入力に対する忠実性は高まったと言える。
次にステップ位相補正、１．５ｋΩ＋３００ｐＦ
変化の方向は同じだと思えるが、２００ｐＦの場合との差は僅かのようだ。
最後にステップ位相補正、１．５ｋΩ＋５１０ｐＦ
う〜ん、これも変化の方向は同じだと思えるが、この写真から２００ｐＦの場合、３００ｐＦの場合との違いを判断するのはちょっと困難か。（＾＾；

そこで、より対比し易いようにして、ステップ位相補正のＣの容量の変化による１００ｋＨｚ方形波応答と１ＭＨｚ方形波応答の変化を整理して観る。 まずはＩＶＣ。
１．５ｋΩ＋１００ｐＦ	１．５ｋΩ＋２００ｐＦ
１．５ｋΩ＋５１０ｐＦ	１．５ｋΩ＋３００ｐＦ
１．５ｋΩ＋１００ｐＦ	１．５ｋΩ＋２００ｐＦ
１．５ｋΩ＋５１０ｐＦ	１．５ｋΩ＋３００ｐＦ
１００ｋＨｚ方形波応答では殆ど違いが分からない。 ので、１ＭＨｚ方形波応答について入力波形と出力波形を重ねてみたのだが、出力は入力より位相が遅れるので、重なった波形の右側が出力波形だ。 位相の遅れはやむを得ないが、問題は出力波形の入力波形との相似度である。 その観点からすると１００ｐＦから５１０ｐＦとＣの容量が増加するほどに形の相似度は高まっているように見える。 が、同じゲイン設定であるのにＣの容量が増えるほどに出力波形の振幅がわずかながら小さくなっているようにも見える。 どの場合がより適切だろうか。。。（＾＾；
次はＤＳＣ。
６８０Ω＋１００ｐＦ	６８０Ω＋２００ｐＦ
６８０Ω＋５１０ｐＦ	６８０Ω＋３００ｐＦ
６８０Ω＋１００ｐＦ	６８０Ω＋２００ｐＦ
６８０Ω＋５１０ｐＦ	６８０Ω＋３００ｐＦ
こちらは１００ｋＨｚ方形波応答でも、１００ｐＦから５１０ｐＦとＣの容量が増えるほどに出力波形の肩部分に僅かな盛り上がりが見られ、違いが分かる。 １ＭＨｚ方形波応答を観ると１００ｐＦから５１０ｐＦとＣの容量が増加するほどに形の相似度は高まっているように見える。が、こちらはＣの容量が増えるほどに出力波形の振幅がわずかながら大きくなっているように見える。多分このことが１００ｋＨｚ応答で肩部分がやや盛り上がる要因だろう。
結論。 まぁこれらをよく観じた結果、ＩＶＣの方はステップ位相補正１．５ＫΩ＋３００ｐＦ、ＤＳＣの方は６８０Ω＋５１０ｐＦとすることにしたのだった。（＾＾）

さて、何故２ＳＫ117なのか？　それが問題だ。（＾＾； 定電流回路に２ＳＫ117が採用されたことはかつてあっただろうか？定電流回路に積極的にＦＥＴが採用されるようになって久しいが、それに相応しいのは２ＳＫ30や２ＳＫ２４６といった飽和特性に優れたＦＥＴであり、これまでも用いられたのはこれらのＦＥＴだったような気が。。。 だいたいｇｍの大きなＦＥＴは飽和特性が緩くなる（すなわち出力抵抗が低い）のが通例で、２ＳＫ１１７もｇｍが大きい分２ＳＫ30や２ＳＫ２４６に比較すると飽和特性に劣り、定電流回路としてソース抵抗も入れずに素で用いるのはどうかな。もしかしていつものミスプリ？、と、２ＳＫ１１７、２ＳＫ２４６、２ＳＫ３０ＡＴＭのデータシートを眺める。 ところで５Ｖレギュレータはなかなかに難しい。出力電圧が低いのでレギュレーター構成半導体に十分な電圧を与えられないのだ。この定電流回路にも配分される電圧は僅かに２．５Ｖ程度だ。ＦＥＴもドレインーソース間電圧が低い領域ではＶｄｓ−Ｉｄ特性は飽和特性ではなく非飽和特性になるから、その辺が肝なのかもしれない。 データシートで低電圧領域の特性を観るとやはりそうだ。どれもＶｄｓ２Ｖ程度の低電圧領域ではまだＩｄが飽和していないし、Ｉｄが大きいほどに飽和する電圧が高くなるなることが分かる。 が、どれもランクＢＬのＩｄｓｓ＝６ｍＡ以上のデータがなく、このランクでは実際出力抵抗はどの程度なのかいまいち明確ではない。 ので、実測。 低電圧領域でのＩｄｓｓを電池１個＝１．４Ｖと電池２個＝２．８Ｖで測り、その差から出力抵抗を求める簡便法だ。

まずＡ。今回起用しようと選別した２ＳＫ１１７ＢＬである。これは電圧１２Ｖで計測するとＩｄｓｓ＝６．５ｍＡのもの。 結果：５．８ｍＡ/１．４Ｖ、６．１ｍＡ／２．８Ｖとなった。ので、出力抵抗＝（２．８−１．４）Ｖ/（６．１−５．８）ｍＡ≒４．７ｋΩ う〜ん、微妙（＾＾；　決して高くはない。やはりこんなものか。。。 なので、比較対象としてＢを組んでみた。（＾＾）　これはＧＯＡ時代のレギュレータではおなじみの回路。ターンテーブル制御アンプの５Ｖレギュレータの定電流回路そのものである。これも同様に測定してみた。 結果：６．２ｍＡ/１．４Ｖ、６．５ｍＡ/２．８Ｖとなった。ので、出力抵抗＝（２．８−１．４）Ｖ/（６．５−６．２）ｍＡ≒４．７ｋΩ 奇しくも２ＳＫ１１７と同じ結果。ふ〜む。。。。。。 では、２ＳＫ２４６ＢＬはどうか。今回カスコード回路に起用すべく選別した２ＳＫ２４６を測定してみた。 結果：４．０ｍＡ/１．４Ｖ、６．２ｍＡ/２．８Ｖ。したがって出力抵抗＝（２．８−１．４）Ｖ/（６．２−４）ｍＡ≒６４０Ω なるほど。。。このような低電圧領域では２ＳＫ117の方が出力抵抗が大きいのだ。。。 ならば２ＳＫ３０ＧＲはどうか。こちらは当然Ｉｄｓｓが１１７や２４６のように大きいものはない。 結果：３．４ｍＡ/１．４Ｖ、５ｍＡ/２．８Ｖ。したがって出力抵抗＝（２．８−１．４）Ｖ/（５−３．４）ｍＡ＝８７５Ω なるほど。。。 ５Ｖレギュレータでは定電流回路のＦＥＴにかけられる電圧が低いが故、ここに２ＳＫ３０や２ＳＫ２４６を用いるのは妥当ではない。 実を言うとＢのＴＲ式定電流回路を採用しようかなぁ。。。とも思っていたのだが（＾＾；、オリジナルどおり２ＳＫ１１７ＢＬでいくことにした。（＾＾）

が、ＢＬランクなら何でもよいというわけではないだろうて。

で、Ｋ１１７ＢＬもＫ２４６ＢＬもＶｄｃ≒１２ＶでＩｄｓｓ≒６．５ｍＡのものを選別。 ほぼオリジナルどおりの５Ｖレギュレータ、ようやく完成。（＾＾） オリジナルの定数どおりで、無負荷時出力電圧４．９Ｖとなった。ので、２．２ｋΩは調整なしでいいかな。と（＾＾；

細かいことは後にして（＾＾；、動作安定性を確認する。 Ｆ氏のところでこの５Ｖレギュレータ（素子等に変更があるのでオリジナルどおりではない）は、出力側のコンデンサーを取り付けない場合発振することが示されているので、これもまず出力の４７ｕＦのＯＳコンを外して観察する。 と、　ありゃ。。。発振してますね。（＾＾； 左が無負荷状態で出力に現れた発振波形。縦軸が１０ｍＶ／divで横軸が１０ｕＳ／div。なので３０ｋHz程度でピーク＋２０ｍV−１０ｍV程度の発振だ。 真ん中と右は負荷５６Ω、よって負荷電流９０ｍAの場合の出力に現れた発振波形。両者とも縦軸が１００ｍV／divで、横軸は真ん中が０．５ｕＳ／div、右が０．２ｕＳ／ｄｉｖ。なので１ＭＨｚ程度の発振波形に１０ＭＨｚ程度発振波形が重複しているような発振波形になって、振幅もピーク±１３０ｍＶ程度と無負荷時の９倍近くになっている。 試しに今回不要とされている例の１２０ｐＦを取り付けてみたのだが、効果はなかった。（＾＾；
なので、素直にオリジナルのとおり出力に４７ｕＦのＯＳコンを取り付け、出力に現れる波形をオシロの感度を最大にして、すなわち縦軸１ｍＶ／div、横軸０．２ｕＳ／divで観たのが下の写真。 左が無負荷、真中が負荷５６Ω（約９０ｍA）、右が負荷２８Ω（約１８０ｍA）の場合。 どの場合も約１０MHz、ピーク±１ｍV程度で発振しているかのように見える。 が、これは観測系で外部からの誘導ノイズを拾っているもの。 レギュレータの発振ではない。 ５Vレギュレータは出力のOSコンなどオリジナルどおりに作れば動作は安定だ。（＾＾） なお、当然だが、出力電圧は負荷に２８Ωをつなぎ約１８０ｍAの負荷電流が流れている場合でも無負荷時と同じ４．９Vとなっている。 また、各部の電圧はＴＲ５Ｄ≒２．７Ｖ、ＴＲ１Ｂ≒３．３Ｖ、ＴＲ１Ｃ≒３．５Ｖ、ＴＲ２Ｂ≒３．３Ｖ、ＴＲ２Ｃ≒３．９Ｖ、ＴＲ４Ｄ≒５．３Ｖ（無負荷時）５．８Ｖ（２８Ω負荷時）

ジャンクボックスからあり合わせの部材を調達してこんなものを作ってみた。（＾＾；

回路は下図のような簡単なものだが、これに発振器とオシロスコープ、そしてＮｏ−１９６の５Ｖレギュレータを次のようにつないで、その過渡応答を調べてみようという趣向だ。（＾＾） ちなみにこの回路は、遙か３０年前のＫ先生の単行本、“最新オーディオＤＣアンプ”に掲載されているもので、当時のプリアンプ用３５Ｖレギュレータの過渡応答を調べるために使われているものだ。ただしこちらは＋５Ｖレギュレータ用に抵抗値は変更してあるし、トランジスタも２ＳＣ１１６１を２Ｎ３７６６で代用している。また、信号源は当然パルスジェネレータなのだが、ないので、発振器で代用。（＾＾； これで無信号時２Ｎ３７６６には約４０ｍＡの電流が流れることになる。ので、２Ｎ３７６６のＡ級動作範囲に置くとすれば発振器で信号入力して、２Ｎ３７６４に流れる電流を０ｍＡから８０ｍＡ、すなわち最大８０ｍＡ振ることができるはずだ。が、余裕を見て電流変化を６０ｍＡ、すなわち電圧振幅を３Ｖに設定しよう。 その場合５Ｖレギュレータ出力にどのような過渡応答波形が現れるのか。これを２現象オシロスコープで２Ｎ３７６６のエミッタに現れるパルス波形＝５Ｖレギュレータの負荷パルス電流波形と共に観ようと言うわけだ。 なお、発振器から正弦波を入力するとレギュレータの内部インピーダンスが簡単に計測できるので、それも一緒にやってみる。 実に楽しみ（＾＾）

なお、観測に当たってはオシロのプローブはレギュレータ出力端子の直近に取り付ける。方形波のエッジ部分の周波数は非常に高いので、ほんの数センチでも配線のインダクタンスは無視できず、それによって過渡応答波形に生じるひげ状のピークはあっという間に大きくなってしまう。し、また、レギュレータの内部インピーダンスを測っているのか配線のインピーダンスを測っているのか分らなくなってしまうから。 まずは正弦波を入力してＮｏ−１９６の５Ｖレギュレータの内部インピーダンスを測定する。 各写真とも下が５０Ωの両端での波形で、上がレギュレータ出力点での波形。４枚の写真は番号順に発振器の周波数が１ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚの場合である。それぞれの周波数と、その場合の振幅に合わせ、オシロの横軸（時間軸）と縦軸（電圧軸）は写真上に記載のとおり調整してある。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上1ｍＶ／div、下１V／div
最初に１ｋＨｚ。時間軸は０．２ｍS／ｄｉｖ。発振器の出力を調整して写真下の５０Ω両端に現れる正弦波形を３Ｖｐｐにすると当然電流は３／５０＝６０ｍＡｐｐになる。 レギュレータ出力の変動は電圧軸（縦軸）１ｍＶ／ｄｉｖの最大感度でこのように現れた。何かぼやけてピントが合わない感じなのは調整不良ではなく外部誘導か測定系のＳＮ比によるノイズだが、出力点に現れた正弦波は１．１ｍＶｐｐ。 よって、１ｋＨｚでのＮｏ−１９６の５Ｖレギュレータの内部インピーダンスは１．１ｍＶ／６０ｍＡ＝１８．３３ｍΩだ。	次に１０ｋＨｚ。 時間軸が２０ｕＳ／ｄｉｖと１０倍に広がったが、電圧軸は左の１ｋＨｚの場合と同じだ。レギュレータ出力の変動はやや大きくなって１．４ｍＶｐｐとなった。 したがって、１０ｋＨｚでのレギュレータの内部インピーダンスは１．４ｍＶ／６０ｍＡ＝２３．３３ｍΩ。 ところで、何故かレギュレータ出力の過渡応答の方が位相が進んでいるのが分かる。ＮＦＢ回路故だろうが不思議なものだ。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div
続いて１００ｋＨｚ。 時間軸はさらに１０倍の２ｕＳ／ｄｉｖになっているほか、レギュレータ出力の電圧変動も大きくなったのでその電圧軸を５ｍＶ／ｄｉｖに変更してある。 すなわちレギュレータ出力の電圧変動は写真の通り５ｍＶｐｐ。 よって、１００ｋＨｚでのレギュレータの内部インピーダンスは５ｍＶ／６０ｍＡ＝８３．３３ｍΩ。	最後に１ＭＨｚ。 時間軸はさらに１０倍の０．２ｕＳ／ｄｉｖに広がっているがそのほかは左の１００ｋＨｚの場合に同じ。レギュレータ出力点の電圧変動はさすがに１５ｍＶｐｐと大分大きくなった。し、形も正弦波がやや歪んでいる。（＾＾； が、とにかく１ＭＨｚでのレギュレータの内部インピーダンスは１５ｍＶ／６０ｍＡ＝２５０ｍΩだ。

次に方形波を入力して、Ｎｏ−１９６の５Ｖレギュレータの過渡応答を観る。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．1ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸1０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
先ずは１ｋＨｚ方形波。 上で計測したように１８ｍΩほどの内部インピーダンスがあるので方形波の凸部分で出力電圧が１ｍＶ程度電圧降下している。 問題は方形波の立ち上がり、立ち下がり部分（エッジ部分）における応答状況だが、立ち上がり、立ち下がりのエッジ部分で鋭いひげのようなピークがピーク３ｍＶ程度で生じているように見える。が、ひげのピークはこの時間軸設定では光跡が細すぎて捉え切れていないことが後で分かる。また、ひげの後何となくもやもやした感じがありこの時間軸設定＝０．１ｍＳ／ｄｉｖでは十分には見えないリンギングがあるようだ。 なお、５０Ω側の方形波の上下の直線が平行ではなく傾きを持っているのは信号入力側のＣが２．２ｕＦであるため。これだと低域遮断ｆｃ＝１５９／（２．２＊０．１６５）＝４３８Ｈｚと、１ｋＨｚの信号を通すには十分な低さではないのだ。そのためこうなる。のだが、分かって使えばそれだけのことなので別にこれで構わない。	次に１０ｋＨｚの方形波。 時間軸は１０ｕＳ／ｄｉｖと１０倍だ。 これにより、１ｋＨｚの場合の過渡応答のうち、立ち上がり、立ち下がりから５０ｕＳまでの部分が１０倍に拡大された訳だ。 最初のひげのピークが見えやすくなって、それが１０ｍＶ以上に達していることが分かったので電圧軸を１０ｍＶ／ｄｉｖに変更してあるのだが、写真ではこの時間軸でもひげのピークはなお捉えにくい。が、実際のオシロ画面では１５ｍＶ程度と読める。 また、その後のもやもやは、やはりこの時間軸設定でも捉えられない高周波のリンギングであることが明確になってきた。 さらに過渡応答という意味では、電圧変動が平衡に達するのに５ｕＳ程度要している。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸1ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上1０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上1０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ方形波。 これで過渡応答の立ち上がり、立ち下がりから５ｕＳ分がさらに１０倍に拡大された。ここまで時間軸を広げてようやく立ち上がり、立ち下がりのエッジ部分における過渡応答の姿が明らかになった。 まず、最初のひげのピークは１５ｍＶであり、ひげのピーク付近にも微妙にもやもやがあり、さらにその後、周期０．３３ｕＳ＝３ＭＨｚのリンギングが３ｕＳ程度継続しているのだ。 が、その後水平になっても応答が右上がりであるのは、１０ｋＨｚ方形波の過渡応答に見えたようにまだ平衡状態に至る前の電圧上昇過程にある姿である。要するに方形波周期の設定の都合で過渡応答が収束する前に次のパルス信号が入ってしまった訳だ。が、この辺も分かって観ればいいだけなので構わない。１０ｋＨｚ方形波応答と併せて観ればこの上昇局面は５ｕＳ程度まで続いて収束するものと分かるのだ。	最後に１ＭＨｚの方形波。 過渡応答の立ち上がり、立ち下がりから０．２ｕＳ分だ。さらに１０倍の０．１ｕＳ分でないのはオシロの時間軸の最大が０．２ｕＳ／ｄｉｖであるため。 これでひげのピーク付近の様相がすっかり明らかだ。 ピークはやはり１５ｍＶ。１００ｋＨｚ方形波でひげのピーク付近に見えたもやもやの正体も周波数にすれば数ＭＨｚの非常に微小なリンギングであったわけだ。その後の波は３ＭＨｚのリンギングだが、それが１波付近でもちろん収束する前に方形波の立ち下がりが来てしまうので、このような応答波形になっている訳だ。

面白い。（＾＾） が、これだけではＮｏ−１９６の５Ｖレギュレータの内部インピーダンス特性や過渡応答が優れているのか劣っているのか、はたまた普通なのかが分からない。ので、こんなものを作ってみた。

可変型３端子レギュレータＩＣ、ＬＭ３１７による５Ｖレギュレータ。 回路はこの通り。 Ｎｏ−１９６と条件を揃える意味でも入出力には４７ｕＦのＯＳコンをかませてある。

まずは正弦波でこのＬＭ３１７Ｔによる５Ｖレギュレータの内部インピーダンスを測定してみよう。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
まずは１ｋＨｚ。何か波形が荒れている。１ｋＨｚの変動波形に数１０ｋＨｚの高調波が乗っているような感じがする。また、この周波数でもはや応答波形の位相が進んでしまっている。が、まぁそれは別にして、出力に現れた正弦波は２ｍＶｐｐだ。 よって、１ｋＨｚでの内部インピーダンスは２ｍＶ／６０ｍＡ＝３３．３３ｍΩ。 Ｎｏ−１９６の５Ｖレギュレータは１８．３３ｍΩだったが、案外ＬＭ３１７も低い。（＾＾；	次は１０ｋＨｚ。 えぇぇぇっ！　っと、不可思議なのだがレギュレータの出力の電圧変動はなんと７５ｍＶｐｐ。 したがって１０ｋＨｚでのＬＭ３１７Ｔ５Ｖレギュレータの内部インピーダンスは７５ｍＶ／６０ｍＡ＝１．２５Ω。ちょっと異常な高さ。だが、何回測ってもこうなる。 また、応答波形も正弦波から大分外れており、おかしいなぁ。。。（＾＾；
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
では次に１００ｋＨｚではどうか。 。。。全く不思議だ。（＾＾； 実にまともな応答に戻って、その電圧変動も３ｍＶｐｐ。 よって１００ｋＨｚでの内部インピーダンスは３ｍＶ／６０ｍＡ＝５０ｍΩ。 応答波形の位相も全くずれていないよう。ふ〜む。（＾＾；	１ＭＨｚではどうか。 電圧変動は１５ｍＶｐｐ。 よって１ＭＨｚでの内部インピーダンスは１５ｍＶ／６０ｍＡ＝２５０ｍΩ。 応答波形の位相も進み、形も微妙に正弦波からずれているようだ。
ＬＭ３１７。まぁ、１０ｋＨｚの場合を除けばそれなりにまともな応答だと思うが、１０ｋＨｚの場合にインピーダンスが何故あんなに上昇するのだろうか。

その辺、方形波を入力してＬＭ３１７Ｔ５Ｖレギュレータの過渡応答を観れば明らかになるか。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
先ずは１ｋＨｚ方形波。 なのだが、なんと、周期７５ｕＳ、ということは周波数１３．３３ｋＨｚ、ピーク１１ｍＶ（２０ｍＶｐｐ）という、随分と低周波のリンギングが生じるではないか。しかもその収束に０．５ｍＳ以上を要している。	次に１０ｋＨｚ方形波。 なんとも不思議な応答波形に見えるが、方形波の立ち上がり、立ち下がりから５０ｕＳ分が１０倍に拡大されていることを思えば、これは１ｋＨｚ方形波応答で現れた１３．３３ｋＨｚのリンギングの最初の１波の一部（最初の１／４程度）だと理解できる。ただ、そのピークはマイナス側で４０ｍＶとずいぶん大きくなっている。 さらにそれだけではない。方形波の立ち上がり、立ち下がりの部分にピーク２０ｍＶ程度の鋭いひげが確認できる。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ方形波で立ち上がり立下りからの５ｕＳ分をさらに１０倍に拡大してみる。これで、ひげのピークの振幅は２０ｍＶであることと、このピークとその収束後１ｕＳ程度の部分にはごく微少の数ＭＨｚのリンギングがあることが分かる。さらにその後水平の応答部分が右下がりであるが、これが実は１３．３３ｋＨｚのリンギングの一部（１／１５）なのだ。１５分の１なので水平のように見え、傾きもわずかなのだ。	最後に１ＭＨｚ方形波。 立ち上がり、立ち下がりから０．５ｕＳ分がさらに明確になる。 ピークはやはり２０ｍＶ。やはり微細なリンギングがあるが、その後の大きなリンギングは１３．３３ｋＨｚとこの時間軸からすれば非常に低周波なので、この写真ではその痕跡も見えないのだ。
ＬＭ３１７。ちょっとおかしな過渡応答と言わざるを得ないような気がするが、それはリンギング周波数が１３ｋＨｚなどと著しく低いが故にこうなるのかなぁ。。。

なので、３端子レギュレータ、７８０５も見てみよう。（＾＾； 今度は新たに組まない。考えてみればＳＰ−１０用の制御アンプに７８０５による５Ｖレギュレータを搭載していたのだ。それを活用しよう。

その回路は下図のとおりＮｏ−１７９のターンテーブル制御アンプの５Ｖレギュレータそのものであり、入出力のコンデンサの種類も容量も違うし、面倒なので制御アンプを動作させたま電流横取り方式で観察することになるので、条件は違うことになるが、まぁ良かろうて。（＾＾；

同様にまずは正弦波で内部インピーダンスを測定する。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
まずは１ｋＨｚ。変動がやや大きいので電圧軸は２ｍＶ／ｄｉｖだ。 出力点に現れた正弦波は２．５ｍＶｐｐ。 よって、１ｋＨｚでの内部インピーダンスは２．５ｍＶ／６０ｍＡ＝４１．６６ｍΩ。 やや高めかな。	次は１０ｋＨｚ。 レギュレータの出力点の電圧変動は１０ｍＶｐｐ。 したがって１０ｋＨｚでの７８０５レギュレータの内部インピーダンスは１０ｍＶ／６０ｍＡ＝１６６．６７ｍΩ。 Ｎｏ−１９６の５Ｖレギュレータに比べると大分高い。 また、やはり応答波形の位相がやや進んでいる。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
次に１００ｋＨｚではどうか。 その電圧変動は１５ｍＶｐｐ。 よって１００ｋＨｚでの内部インピーダンスは１５ｍＶ／６０ｍＡ＝２５０ｍΩ。	１ＭＨｚ。電圧変動は２０ｍＶｐｐ。 よって１ＭＨｚでの内部インピーダンスは２０ｍＶ／６０ｍＡ＝３３３．３３ｍΩ。
７８０５。ＬＭ３１７のような不思議な挙動はなさそうだが、内部インピーダンスは全般に高めのようだ。

次に方形波による過渡応答。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
まず１ｋＨｚ方形波。 ひげのピークはかなり明瞭に見え、１４ｍＶ程度か。 が、この時間軸でこれほど明瞭にひげのピークが捉えられるのは、実は過渡応答の反応が低速ということである。	次に１０ｋＨｚ方形波。 なるほど。ピークからの回復がやはり遅いのだ。１０ｕＳ超を要している。ただ、ピーク及びその回復過程の波形にはやはり微少だが細かいリンギングが乗っていることが分かる。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋHz方形波。 なんとも不思議な過渡応答だが、方形波の立ち上がり、立ち下がりにおいて、過渡応答の方は１度０．４ｕＳまでにおいて電圧を回復させる方向で働きながら、１ｕＳまでまた電圧が下がってしまっている。この１ｕＳのポイントが１ｋＨｚ方形波や１０ｋＨｚ方形波応答で見えるひげのピークなのだ。そのあと徐々に収束に向かっているわけだ。	１ＭＨｚ方形波。 これは左の写真の立ち上がり、立ち下がりから０．５ｕＳの部分が５倍に拡大されているものだが、最初（０．４ｕＳまで）はこのように電圧変動を元に戻そうとがんばったのに、力尽きてこのあと（０．４ｕＳ〜１ｕＳまで）元に戻ってしまうわけだ。
７８０５。おかしな挙動はないのだが、Ｎｏ−１９６の５Ｖレギュレータに比べるとスピード的にはあまり優れているとは言えないよう。（＾＾；

こうなるとＳＰ−１０�U用制御アンプに入っている５Ｖレギュレータも観ないわけにはいかないなぁ。（＾＾； こちらの回路は次のとおりで、基本的にＮｏ−１０８の５ＶＰＰレギュレータだが、オリジナルの２ＳＡ５６６によるインバーテッドダーリントンを２ＳＣ１１６１を使用したダーリントン型に変更したものになっている。

まずは正弦波。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div
最初は１ｋＨｚ。 出力に現れた正弦波は０．７ｍＶｐｐだ。 よって、１ｋＨｚでの内部インピーダンスは０．７ｍＶ／６０ｍＡ＝１１．６７ｍΩ。低い。（＾＾）	次は１０ｋＨｚ。 レギュレータの出力の電圧変動は１．１ｍＶｐｐ。 したがって１０ｋＨｚでのＮｏ−１０８の５Ｖレギュレータの内部インピーダンスは１．１ｍＶ／６０ｍＡ＝１８．３３ｍΩ。低い。が、やはり応答波形の位相が進んでいる。こういうものなのかな。（＾＾；
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div
次に１００ｋＨｚではどうか。 その電圧変動は３ｍＶｐｐ。 よって１００ｋＨｚでの内部インピーダンスは３ｍＶ／６０ｍＡ＝５０ｍΩ。	１ＭＨｚではどうか。 電圧変動は１６ｍＶｐｐ。さすがに大きくなった。 よって１ＭＨｚでの内部インピーダンスは１６ｍＶ／６０ｍＡ＝２６６．６７ｍΩ。
Ｎｏ−１９６の５ＶレギュレータとこのＮｏ−１０８の５Ｖレギュレータ。内部インピーダンスの低さではなかなかに好敵手のよう。（＾＾）

次に方形波による過渡応答。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
まず１ｋＨｚ方形波。 この時間軸設定ではひげのピークは明瞭ではない。また、かなり光跡がぼやけているのはこれまでのものと同様にリンギングがあることを表している。	１０ｋＨｚ方形波。 なるほど。リンギングの姿が明らかになった。周期２ｕＳ＝５００ｋＨｚのリンギングが４０ｕＳ程度継続している。さらに方形波の立ち上がり、立ち下がりに鋭いひげ状のピークが見えているが、ピークは２０ｍＶ程度だろうか。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ方形波。 これでひげのピークが２２ｍＶであることが明らかになった。またその後微少だが周期０．２ｕＳ＝５ＭＨｚ程度のリンギングが１ｕＳ程度継続しているが、この１ｕＳのポイントまでこの５ＭＨｚのリンギングが５００ｋＨｚのリンギングに重複して乗っていることも分かる。	最後に１ＭＨｚ方形波。 ５００ｋＨｚのリンギングが始まる前のひげのピークとその後の微少な５ＭＨｚ程度のリンギングの姿だ。
Ｎｏ−１９６：３ＭＨｚのリンギングが３ｕＳ。対してＮｏ−１０８：５００ｋＨｚのリンギングが４０ｕＳ。

となると、これも観察しないわけにはいかないなぁ。（＾＾； ２段差動アンプ時代にオペアンプレギュレータに代わって開発されたディスクリートで誤差増幅回路に２段差動アンプが採用されたプッシュプルレギュレータ。“祝・ＤＣアンプシリーズ３０周年記念プロジェクト　Ｎｏ−６９（＋８２）　最新超高速ＳＷレギュレータ採用ＤＣプリアンプを復刻する”で、抵抗負荷２段差動アンプを誤差増幅回路に採用したレギュレータの最終形であるＮｏ−８２の２５Ｖプッシュプルレギュレータを復刻していたではないか。（＾＾） その回路は次のとおりだ。 これがＫ式の第一世代に、オペアンプ起用のレギュレータに代わって超高速レギュレータとして開発、起用された訳だが、果たしてその性能や如何に。それが今頃になって明らかになる。（＾＾；

Ｎｏ−８２のレギュレータは出力電圧が２５Ｖなので、測定回路の２Ｎ３７６６Ｂ−Ｃ間の抵抗を３３０Ωから３ｋΩに変更する。また、このレギュレータの測定に当たっては、測定回路の５０Ωの両端電圧を３Ｖではなく１Ｖに調節してある。したがって負荷電流は２０ｍＶｐｐだ。なぜか？というと、このレギュレータの保護回路の制限電流が回路図のとおり６００ｍＶ／５．６Ω＝１０７ｍＡなので、横取りできる電流の関係上こうせざるを得ないのである。 先ずは正弦波で内部インピーダンスを測定する。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は０．３ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは０．３／２０＝１５ｍΩ。	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は０．５ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスは０．５／２０＝２５ｍΩ。 やはりこのあたりから応答波形の位相が進んでいる。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１．３ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは１．３／２０＝６５ｍΩ。	１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１．８ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは１．８／２０＝９０ｍΩ。
う〜ん。２段差動だから１段差動のＮｏ−１９６やＮｏ−１０８以上の低内部インピーダンスを期待したのだが、それほどではなかった。（爆）が、これまでのレギュレータで１ＭＨｚで１００ｍΩを切ったものはなかったから、この辺、流石に“超高速”ディスクリート電源の面目躍如といったところか。（＾＾；

次は方形波により過渡応答を観る。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 応答波形は縦軸が１ｍＶ／ｄｉｖであることもありもやもやとしている。やはりリンギングまじりだ。	１０ｋＨｚ。 電圧軸は２ｍＶ／ｄｉｖ。ひげのピークは４ｍＶ程度に見える。その後周期２．５ｕＳ＝４００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ程度継続しているようだ。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 やはりひげのピークは４ｍＶだ。ただし、これの負荷電流の変化は他の１／３なので、他との比較に用いる場合はこれを３倍し１２ｍＶと解するのが適切だ。数ＭＨｚと思われる微少なリンギングも見えるが、その後は４００ｋＨｚのリンギングだ。	１ＭＨｚ。 最初の微少なリンギングの姿が明確になった。周期０．０６７ｕＳ＝１５ＭＨｚだ。
Ｎｏ−１９６：３ＭＨｚのリンギングが３ｕＳ。対してＮｏ−１０８：５００ｋＨｚのリンギングが４０ｕＳ。そして、Ｎｏ−８２：４００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ。 １段差動と２段差動という違いがあるのに、過渡応答ではＮｏ−１０８とＮｏ−８２はよく似ている。

この際ついでだ。これも観察しておこう。（＾＾； 私のＮｏ−１２８？完全対称型ＭＣプリに搭載している、ＧＯＡ時代の差動１段による１７．５Ｖレギュレータの出力電圧設定を１５Ｖにしたものだ。今回のＮｏ−１９６やＮｏ−１０８の５Ｖレギュレータと回路構成は同様だが、出力電圧が高い分、定電流回路や差動アンプを構成するＴＲに高い電圧が掛っており、それが有利に働いているのかどうか、逆に言えば５Ｖレギュレータ達がその点不利で、結果性能的に劣っているのかどうかが分かるだろう。 回路はこう。

出力電圧が１５Ｖなので、測定回路の２Ｎ３７６６Ｂ−Ｃ間の抵抗をさらに１．５ｋΩに変更する。また、測定回路の５０Ωの両端電圧の調整は３Ｖに戻す。Ｎｏ−１０８の５Ｖレギュレータ同様このレギュレータには電流制限の保護回路は付いていないので、電流横取り方式でもそれで問題ない。ただし、出力をショートしてしまうと、当然だが幻の２ＳＡ５６６ほかがお亡くなりになる。ミスによる事故を招かないよう慎重にいこう。（＾＾； 先ずは正弦波で内部インピーダンスを測定する。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１ｍＶ／div、下１V／div	１ｋＨｚ、横軸２0ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２mＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは１／６０＝１６．６７ｍΩ。	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１．６ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスは１．６／６０＝２６．６７ｍΩ。
３	４
１00ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１MＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１0ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は３．６ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは３．６／６０＝６０ｍΩ。	１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１１ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは１１／６０＝１８３．３ｍΩ。
なんと。。。Ｎｏ−１９６やＮｏ−１０８の５Ｖレギュレータの値と比較して特に優れた数値ではない。（爆） ということは、Ｎｏ−１９６やＮｏ−１０８の５Ｖレギュレータが不利を克服した上手い設計がなされているということになりますねぇ。（＾＾；

次は方形波により過渡応答。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．1ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１0ｋＨｚ、横軸10ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１0ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 応答波形は縦軸が２ｍＶ／ｄｉｖ。見慣れたもやもやであるが、ひげも案外明確。やはりリンギングまじりだ。	１０ｋＨｚ。 電圧軸は１０ｍＶ／ｄｉｖ。ひげのピークは２０ｍＶ程度だろうか。その後周期２ｕＳ＝５００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ程度継続している。
３	４
１00ｋＨｚ、横軸1ｕS／ｄｉｖ、縦軸上１0ｍＶ／div、下１V／div	１MＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１0ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 ひげのピークは１８ｍＳだ。その後やはり数ＭＨｚと思われる微少なリンギングも見えるが、その後は５００ｋＨｚのリンギングだ。	１ＭＨｚ。 見慣れた過渡応答の姿。で、この姿については特にコメントなし。（＾＾；
結局、回路構成も要素もほぼ同じなためか、この１５Ｖレギュレータの過渡応答はＮｏ−１０８の５Ｖレギュレータのそれと非常によく似ている。うり二つ。（＾＾） で、Ｎｏ−１９６：３ＭＨｚのリンギングが３ｕＳ。対してＮｏ−１０８：５００ｋＨｚのリンギングが４０ｕＳ。そして、Ｎｏ−８２：４００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ。さらに、Ｎｏ−１２８？：５００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ。

ここらで違うものを観る。 レギュレータではなくて、ただの鉛バッテリーである。 その過渡応答とレギュレータの過渡応答を比較すると観じるものがあるはずだ。（＾＾；
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
まずは１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は７ｍＶ。したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは７／６０＝１１７．７ｍΩ。 かなり使い込んだバッテリーだし、満充電状態ではないことから内部インピーダンスが高めになっているかもしれないが、これに比べるとやはりレギュレータの威力はあるということだ。（＾＾）	次に１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は同じく７ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスも１１７．７ｍΩ。 さすがにインピーダンスに変化がない。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２０ｍＶ／div、下１V／div
さらに１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動はまたしても同じく７ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスも１１７．７ｍΩ。 ふ〜む。ここまで周波数が上がっても内部インピーダンスが一定なのはさすがと言うべきか。いや、もともと内部インピーダンスの絶対値が高いのだからあたりまえと言うべきか。（＾＾； ただ、よく見ると電気回路があるわけでないのに応答波形の位相が進んでいる。ということは、応答波形の位相のずれはＮＦＢを活用したレギュレータに特有のものではない。ということになる。	最後に１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は３２ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは３２／６０＝５２２ｍΩ。さすがにこの周波数だと内部インピーダンスも高くなるようだ。 また、応答波形の位相はやはり進んでいるし、正弦波のかたちもやや崩れている。こうなるのはＮＦＢのせいかと思っていたが、必ずしもそうではないということになる。バッテリー内部の寄生Ｃ分やＬ分によって電気回路を有しない単なるバッテリーでもこうなるということだろう。

次は方形波による過渡応答。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
まず１ｋＨｚ。 縦軸が１０ｍＶ／ｄｉｖであることもあるがさすがに綺麗な過渡応答波形だ。パッシブなのだからこうでないといかんけど。（＾＾； が、やはりひげはある。	１０ｋＨｚ。 電圧軸は１０ｍＶ／ｄｉｖ。ひげのピークは１５ｍＶ以上ありそうだ。が、さすがにリンギングはなさそうだ。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 電圧軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ。ひげのピークは３８ｍＶだ。 ありゃ、ひげに微少なリンギングが乗っているようだが。。。	１ＭＨｚ。 ふ〜む。微細な高周波のリンギング、ただのバッテリーでもリンギングが乗るのだ。 ということは、こういう１０ＭＨｚクラスの微小なリンギングは観測系で生じている可能性があるなぁ。。。

もう一つバッテリーを観てみよう。 コンビニから仕入れてきた９Ｖのアルカリ乾電池。

先ずは正弦波で内部インピーダンス。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は５０ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは５０／６０＝８３３．３ｍΩ。 やはり小容量のただのアルカリ乾電池の内部インピーダンスは高い。１Ω近くもある。 が、こうなると１Ωを超えるインピーダンスになったＬＭ３１７はただの乾電池にすら敵わない何のためのレギュレータなんだ。ということになるなぁ。。。	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は同じく５０ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスも８３３．３ｍΩ。 やはりインピーダンスは大きくならない。（＾＾） ただ、応答波形の位相がちょっと遅れている。やはり位相のずれはただのバッテリーでも生じるのもなのだ。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は何故か下がって３６ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは３６／６０＝６００ｍΩ。 周波数が高くなって内部インピーダンスがかえって小さくなるとは。。。 一方、応答波形の位相は中立に戻っっている。	１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は何故か元に戻って５５ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは５５／６０＝９１６．７ｍΩ。 応答波形の位相は今度はやや進んでいる。
二つのバッテリー。やはり内部インピーダンスはそれなりに高いが、周波数によってあまり変動しない、その意味素直な特性だ。が、やはり内部の寄生Ｃ分やＬ分の影響はある。ということだろう。

次は方形波による過渡応答。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
まず１ｋＨｚ。 縦軸は５０ｍＶ／ｄｉｖ。綺麗な応答波形だが、特徴的なのはエッジ部分の電圧降下が緩やかに円を描いていることだ。これは１００ｋＨｚでの内部インピーダンスが小さくなることに伴うもなうものだろうか。 ひげはこの写真では明確でないが。。。	１０ｋＨｚ。 やはりひげは生じている。そのピークは５０ｍＶ程度ありそうだ。また、やはり微小ながらリンギングはありそうだ ただ、アクティブレギュレータのような明確なリンギングはない。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 電圧軸を２０ｍＶ／ｄｉｖにしてみた。ひげのピークはやはり５０ｍＶだ。 観測系のせいでリンギングが生じているように見えてしまう可能性を考えると、リンギングはないと言うべきだろう。	１ＭＨｚ。 綺麗だけれども、やはりでこぼこはある。 が、要するに、この辺になると本体から発するものか、観測系が完全でないことによるものか、判別困難と認識することが妥当。ということか。

単なるバッテリーを二つ観たことによって、レギュレータの観察結果に対する理解も変わってくる、あるいは深まるというものだ。（＾＾） まず方形波入力の肩部分に発生する鋭いひげのようなピーク。これはバッテリーでも生じるものなのだ。すなわちその原因はレギュレータでもバッテリーでも同じで内部に必然的に生じるインダクタンス故のものだ。方形波の肩部分の周波数は非常に高いので少々のインダクタンスでも無視できないのだ。ということは、これは消滅させることは非常に困難だし、たとえ消滅させたとしても、電源から供給先まで配線してしまうとその配線のインダクタンス分によって供給先で生じてしまうから、電源側で消滅させても無駄。ということでもある。解決策は供給先の電源ラインの電流消費部分の直近にＣを配置するしかない。だから世のデジタル回路の基板上はコンデンサーだらけなのだ。 次に応答波形の位相のずれと波形の乱れ。これもＮＦＢを使用したレギュレータに特有のものではないことが分かった。ＮＦＢを使用しようがしまいが、またただのバッテリーだろうが、この世に純粋な理想電源は存在しない。必ずそれにＲ分、Ｃ分、Ｌ分が寄生しているということだろう。 さらにリンギング。これは１０ＭＨｚ超の微小なものは無視しよう。それらはあるいは電源に寄生するＣ分、Ｌ分のせいかもしれないし、観測系のＣ分、Ｌ分のせいかもしれない。あるいはそのノイズなのかもしれない。で、それを無視するとやはりバッテリーにはリンギングは生じない。こればＮＦＢを有するレギュレータ特有のものだ。で、生じた過渡応答としてのリンギング。これをどう解釈すべきか？がレギュレータの善し悪しを考える上では問題。ということになるわけだ。

そういう意味でも、ＬＭ３１７族をもう少し検証しておこう。 まずはＬＭ３１７Ｔをもう一つ。これは私のヘッドフォン（専用）アンプの電源に使用しているものだ。 出力のコンデンサに０．２２ｕＦの丸型Ｖ２Ａなどを奢っているのだがなぁ。。。

先ずは正弦波で内部インピーダンスを測定する。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は７ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは７／６０＝１１６．７ｍΩ。 高い。鉛バッテリーと同じだ。	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は同じく３５ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスは３５／６０＝５８３．３ｍΩ。 随分と高いなぁ。。。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１００ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１００ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動はなんと２５０ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは２５０／６０＝４．１７Ω。ちょっと異常なレベル。（＾＾；	１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は９０ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは９０／６０＝１．５Ω。ＬＭ３１７。ちょっと使う気が失せそうだ。。。（＾＾；

次は方形波による過渡応答だが。。。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１００ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１００ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 縦軸は１００ｍＶ／ｄｉｖ。なんとピーク１８０ｍＶ（３６０ｍＶｐｐ）もの盛大なリンギングが生じている。周波数的には７０ｋＨｚ〜８０ｋＨｚぐらいだ。だいたい１００ｕＳ程度で収束しているように見えるが、軸が１００ｍＶ／ｄｉｖと分解能が低いこともあり、細かく見れば多分もっと続いているだろう。また、リンギングの１波目にもっと高い周波数のリンギングの形跡が見える。	１０ｋＨｚ。 リンギングの姿が明瞭になった。ピーク１８０ｍＶ（３６０ｍＶｐｐ）、周期１３．３ｕＳ程度だから周波数的には７５ｋＨｚ。さらに第１波の最初の１／４に更に高い周波数のリンギングが乗っている。 そして更に不思議なことには、方形波の立ち上がり立ち下がりのエッジ部分で応答波形に生じる鋭いひげ状のパルスが生じていない。何故だ？（＾＾；
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１００ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１００ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 なんともおかしな応答波形に見えるが、７５ｋＨｚのリンギングの第１波の１／４の拡大されてこのような姿になるのである。それに乗っている更に高い周波数のリンギングの姿が明確になった。周期１ｕＳ＝１ＭＨｚのリンギングだ。 そして、方形波の立ち上がり立ち下がりのエッジ部分で応答波形に生じる鋭いひげ状のパルスが本当に生じていないことが明確だ。不思議だ。。。	１ＭＨｚ。 これまたなんともおかしな応答波形に見えるが、１ＭＨｚのリンギングの第１波の１／２が拡大されてこのような姿になるのである。
ＬＭ３１７を使用したヘッドフォン（専用）アンプのレギュレータ。解体が近いなぁ。。。（爆）（＾＾；

最後にしようと思うが、ＬＭ３３８である。 これはＮｏ−１９７のターンテーブル制御アンプでＡＣ整流電源部に使用されているものだが、私も自分のＳＰ−10及びＳＰ−１０�UのＡＣ整流電源に使っているものである。

１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は７ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは７／６０＝１１６．７ｍΩ。またしても鉛バッテリーに同じ。 また、応答波形が最早正弦波ではなく、位相も進んでいる。 やはりこのあと低周波のリンギングが見られそうだ。（爆）	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動はなんと７０ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスは７０／６０＝１．１７Ω。 随分と高い。アルカリ乾電池以上だ。（爆）
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は少しだけ下がって５０ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは５０／６０＝８３３ｍΩ。	１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は４０ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは４０／６０＝６６６．７ｍΩ。
ＬＭ３３８もＬＭ３１７とあまり変わらないようだ。このシリーズ、どうも芳しくない。

次は方形波による過渡応答。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
まず１ｋＨｚ。 他のＬＭ３１７よりはましなものの、やはり周期６０ｍＳ＝１６．７７ｋＨｚのリンギングが、ピーク５０ｍＶで１波だけだが生じている。 ＬＭ属の特徴はリンギング周波数が数１０ｋＨｚという可聴帯域内に生じることだ。	次に１０ｋＨｚ。 １波６０ｕＳで収束するリンギングの５０ｕＳまでの姿が明らかになった。 で、やはり方形波の立ち上がり、立下りのエッジの応答波形にひげが生じていないことが分かる。全く不可思議？？？
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div
次に１００ｋＨｚ。 １６．７７ｋＨｚのリンギングの５ｕＳまでの姿なのだが、まるで乾電池の１ｋＨｚにおける応答波形のようだが、本当にひげがない。	最後に１ＭＨｚ。 もはやコメントなし。（爆）（＾＾；

結論。 を見出すために、各レギュレータ及びバッテリーの出力インピーダンス特性をグラフにまとめてみた。 その中に「７０９　３５Ｖｒｅｇ」と「Ｎｏ−４６　３５Ｖｒｅｇ」というのが混じっている。が、これは抵抗負荷差動２段の誤差増幅アンプを搭載した「超高速電源電源」が最初に登場した１９８０年９月号のＮｏ−４６に、オペアンプ７０９ＣＥを使用した以前の３５Ｖ高速電源と、その３５Ｖ超高速電源の出力インピーダンス特性が載っていたので、それを転載したもの。（＾＾）

で、結論。 まず、バッテリー類。さすがに素直な特性で、周波数によってインピーダンスが大きく変動することもなく、その意味では電源としては理想的なのもだ。 が、残念ながらインピーダンスの絶対値は大きめで、小さなインピーダンスのものを求めるとなると容量も図体も大きく重い鉛バッテリーということになるだろう。私はもう重いものは扱いたくないので鉛バッテリーは御免こうむりたいが、軽くて良いものがあれば、かつての電池式のようにプリアンプには使ってみたくなる結果だ。 次に可変型３端子レギュレータのＬＭシリーズ。３１７と３３８しか見なかったが、どうもイマイチ。リンギング周波数が低いし、出力インピーダンスも高いしで、レギュレータを用いる意味がないに近い。これらはやはり真空管のヒーターのレギュレータに用いるぐらいが適当なもののようだなぁ。。。 次に７８０５。悪くない。さすがに三端子レギュレータのスタンダードだ。インピーダンス特性はまぁ中庸だが、変なリンギングも生じないし、まぁまぁだ。 最後にＫ式のレギュレータ群。こうしてグラフに整理してみると、その出力インピーダンス特性はどれも良く揃っていて、その絶対値も低く、流石に“超高速電源”だ。で、その“超高速”の意味だが、ＭＪの過去本を辿って命名の来歴が分かったのだった。要するに今から３０年以上前に、その頃巷でよく用いられていた、 誤差アンプがエミッタ接地１段のディスクリート方式のレギュレータに対して、オペアンプ７０９ＣＥを誤差アンプに起用した電源を、その性能比較から“高速電源”としたものであり、またその後、Ｎｏ−４６で抵抗負荷２段差動アンプを誤差アンプに起用した電源について、上のグラフにあるように、７０９ＣＥ起用による高速レギュレータの出力インピーダンス特性を大幅に超える低インピーダンス＝高速を達成したものとして、“超高速電源”とした、という経緯なのだ。 で、今回のＮｏ−１９６の５Ｖｒｅｇほか、あわせて測定してみたＮｏ−８２、Ｎｏ−１０８、Ｎｏ−１２８？の私の製作したレギュレータたちだが、その意味に勘案してグラフの測定結果を当てはめて判断すれば、みな“超高速レギュレータ”だ。（＾＾） あとは、過渡応答における数百ｋＨｚから数ＭＨｚのリンギングをどう評価するかだが、まぁ、その程度からして何も問題なし。と思えるがどうだろう。

Ｎｏ−１９９の３．３Ｖ超高速シリーズレギュレータをこしらえた。ので、その過渡応答特性を観る。
その前に、各部の動作点などだが、ツェナーダイオード代わりの１Ｓ１５８８のための定電流回路には２ＳＫ１１７ＢＬが起用されている。同時に発表された−１２Ｖレギュレータの方のこの部分は２ＳＪ１０３だ。やはり低電圧領域においてはＪ１０３やＫ２４６、Ｋ３０よりもＫ１１７の方が定電流特性が良いということだろう。ＤＳ間に十分な電圧が掛けられる場合にはＪ１０３やＫ２４６、Ｋ３０の方が定電流特性は良くなる。ので−１２Ｖレギュレータでは２ＳＪ１０３が起用されているのだろう。 　で、誤差アンプの定電流回路とカスコードアンプにトランジスタ（２ＳＣ１７７５Ａ）が起用され、３．３Ｖという低電圧安定化電源が実現されている。この構成であると誤差アンプの定電流回路からカスコードアンプまでの素子を電圧３．８Ｖ以内で動作させなければならない。のだが、３段に重なる各トランジスタにはトランジスタの動作に最低限必要なベース−エミッタ間の０．６Ｖ強の電圧配分をしてこれを実現している。これでカスコードの２ＳＣ１７７５Ａのベース−コレクタ間には余裕で１Ｖの電圧が掛かっているので、この回路構成でぎりぎり２．５Ｖ出力も可能かもしれない。 　さて、５Ｖレギュレータでは定電流回路にＦＥＴが採用され、誤差アンプの動作電流はそのＩＤＳＳ次第だったが、このレギュレータではオームの法則により６．９ｍＡである。まぁ、ＦＥＴの場合もこの辺の電流値にするのが良さ気だ。（＾＾； 　なお、つまらぬことだが、進も手持ちが尽きているので電流制限回路の１０Ωを９．１Ωで、帰還回路の１．８ｋΩを２ｋΩでそれぞれ代用。
で、早速正弦波。なのだが、このレギュレータは保護回路による出力電流の制限が６０ｍＡ程度に設定されているので、観測のための出力電流の振幅は４０ｍＡに設定する。ので、オシロの電圧振幅は４０ｍＡ×５０Ω＝２Ｖだ。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．2ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上1ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸2０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上1ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は０．６ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは０．６／４０＝１５ｍΩ。	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は０．６ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスも０．６／４０＝１５ｍΩ。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸2ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上1ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１．７ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは１．７／４０＝４２．５ｍΩ。	１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１３ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは１３／４０＝３２５ｍΩ。

１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 立ち上がり、立ち下がりに鋭いピークがあるようだが、この時間軸では明瞭でない。	１０ｋＨｚ。 電圧軸は２ｍＶ／ｄｉｖ。ひげのピークが下に写った入力方形波の下まできているようだ。１５ｍＶ程度まで達しているだろうか。その後のリンギングも明確になった。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 ひげのピークもリンギングの内容も明確になった。ひげのピークは１３ｍＶだ。その後３ＭＨｚ程度のリンギングだが、ちょうど５ｕＳ程度で収束している。	１ＭＨｚ。
こうして見ると、３ＭＨｚのリンギングの継続時間がやや長いが、回路構成も要素もほぼ同じＮｏ−１９６の５Ｖレギュレータの過渡応答とよく似ている。（＾＾） で、 Ｎｏ−１９６（５Ｖ）　　：３ＭＨｚのリンギングが３ｕＳ。 Ｎｏ−１０８（５Ｖ）　　：５００ｋＨｚのリンギングが４０ｕＳ。 Ｎｏ−８２（２５Ｖ）　　：４００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ。 Ｎｏ−１２８？（１５Ｖ）：５００ｋＨｚのリンギングが２０ｕＳ。 Ｎｏ−１９９（３．３Ｖ）：３ＭＨｚのリンギングが５〜７ｕＳ。

続いてＮｏ−１９９の−１２Ｖ超高速シリーズレギュレータも組み上がった。ので、この際その過渡応答特性も観る。

オリジナル通りの回路。誤差アンプ定電流回路の２ＳＫ１１７ＢＬにはＩｄｓｓ＝６．６ｍＡのものを採用した。

早速正弦波。このレギュレータは保護回路による出力電流の制限は１２０ｍＡ程度。ので、観測のための出力電流の振幅は６０ｍＡに設定する。よって、オシロの電圧振幅は６０ｍＡ×５０Ω＝３Ｖとする。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は２．４ｍＶ。 したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは２．４／６０＝４０ｍΩ。 あれ？他の超高速レギュレータに比較するとちょっとインピーダンスが大きい。。。	１０ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は２．４ｍＶ。 したがって、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスも２．４／６０＝４０ｍΩ。やはり大きい。。。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は３ｍＶ。 したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは３／６０＝５０ｍΩ。う〜ん（＾＾；　ようやく他の超高速レギュレータたち並になった。	最後に１ＭＨｚ。 レギュレータ出力の電圧変動は１８ｍＶ。 したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは１８／６０＝３００ｍΩ。これも他の超高速レギュレータ並。

では方形波応答はどうか。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div
１ｋＨｚ。 もちろん立ち上がり、立ち下がりに鋭いピークがあるが、この時間軸で、もやっとしたリンギングが認知できる。低い周波数のリンギングがあるかもだ。	１０ｋＨｚ。 電圧軸は２ｍＶ／ｄｉｖ。ひげのピークに続く高い周波数のリンギングのほかに、周期５ｕＳ＝２００ｋＨｚのリンギングが２波〜４波継続して収束している。
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div
１００ｋＨｚ。 ひげのピークは１８ｍＶだ。その後周期０．２８５ｕＳ＝３．５ＭＨｚ程度のリンギングだが、３ｕＳ程度で収束している。	１ＭＨｚ。
このレギュレータ。結論としては方形波過渡応答等については他のＫ式超高速レギュレータと変わるところはないが、出力インピーダンス的には１０ｋＨｚ以下の周波数の低い領域でのインピーダンスの低下度がちょっと劣るようだ。これまで観たなかでマイナス電源のレギュレータはこれだけだが、レギュレータの性能に最も関係すると思われる誤差差動アンプのＴＲがこれだけＰＮＰの２ＳＡ７９８であるが故だろうか。

（2008年11月5日）

（番外）

LM317のadj.端子とアース間に１０ｕＦを挿入してはどうか。とのご提案があった。 幸い基盤が残っていたので早速右のようにadj.端子とアース間に１０ｕFのＯＳコンを追加して再度観測してみた。 上でこの１０ｕFがない場合で観測したときと同条件としないと観る意味がないので、当然観測のための出力電流の振幅は６０ｍＡに設定する。よって、オシロの電圧振幅は６０ｍＡ×５０Ω＝３Ｖ。 対比のため、上でこの１０ｕFがない状態で観測したときの写真も合わせて観る。 先ずは正弦波。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり
１ｋＨｚ。レギュレータ出力の電圧変動は１．６ｍＶ。したがって、１ｋＨｚにおける内部インピーダンスは１．６／６０＝２６．７ｍΩ。１０ｕＦがない場合は下の写真の通り３３．３３ｍΩだから、かなり低くなった。絶対値としても良い数値である。	１０ｋＨｚ。応答波形が相変わらずおかしい。が、レギュレータ出力の電圧変動自体はは６ｍＶと、１０ｕＦがない場合に比べると大幅に改善した。が、１０ｋＨｚにおける内部インピーダンスは６／６０＝１００ｍΩと、絶対値は必ずしも小さくはない。し、１０ｋＨｚの前後よりインピーダンスが高くなる、要するに内部インピーダンスの周波数特性にこのあたりでピークを形成するという状況は変わらないようだ。
１ｋＨｚ、横軸０．２ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし	１０ｋＨｚ、横軸２０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし
３	４
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり
１００ｋＨｚ。レギュレータ出力の電圧変動は４．６ｍＶ。したがって、１００ｋＨｚにおける内部インピーダンスは４．６／６０＝７６．７ｍΩ。１０ｕＦがない場合は５０ｍΩだったからこちらはかえってインピーダンスが大きくなってしまった。しかしながら、絶対値としては良い数値だ。	最後に１ＭＨｚ。レギュレータ出力の電圧変動は１３ｍＶ。したがって、１ＭＨｚにおける内部インピーダンスは１３／６０＝２１７ｍΩ。１０ｕＦがない場合２５０ｍΩだったから、多少良くなっているし、絶対値としても良い数値。
１００ｋＨｚ、横軸２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上２ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし

では方形波応答はどうか。
１	２
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり
１ｋＨｚ。下に比べるとリンギング周波数は周期３０ｕＳ＝３３．３ｋＨｚ程度と高くなり、その振幅は半分程度に小さくなり、リンギングの収束は５倍程度早くなっている。	１０ｋＨｚ。１ｋＨｚ方形波応答の３３．３ｋＨｚ程度のリンギングの５０ｕＳ分が拡大された姿だ。立ち上がり、立ち下がり部分にさらに高周波のリンギングがあることが分かる。下の、１０ｕFがない場合よりもこのリンギングは大きそうだ。
１ｋＨｚ、横軸０．１ｍＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし	１０ｋＨｚ、横軸１０ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上５０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし
３	４
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFあり
１００ｋＨｚ。ひげのピークは１７ｍＶで、下の１０ｕFがない場合の２０ｍＶより多少よくなった。が、１０ｋＨｚ方形波応答に現れたさらに高周波のリンギングの姿が明らかになった。約６ＭＨｚのリンギングで、これは下の場合より振幅は大きく、収束までの時間も長い。	１ＭＨｚ。６Ｍｈｚ程度とおぼしきリンギングの姿だ。下の１０ｕFがない場合より明らかにでこぼこして振幅が大きい。
１００ｋＨｚ、横軸１ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし	１ＭＨｚ、横軸０．２ｕＳ／ｄｉｖ、縦軸上１０ｍＶ／div、下１V／div ａｄｊ．−アース間　10uFなし
結論としては、ａｄｊ．端子とアース間に１０ｕFを追加接続することにより、１ｋＨｚから１０ｋＨｚ、特に１０ｋＨｚの特性はかなり改善されることが分かった。が、相変わらず方形波負荷の入力で応答波形には数１０ｋＨｚのリンギングが生じるし、そのためにか、１０ｋＨｚでのインピーダンスにピークを生じている。これは、この辺の周波数で共振しているのだろうか。この点を除けば、１００ｋＨｚ、１ＭＨｚの正弦波応答、方形波応答とも良好の範疇と思われるし、そのインピーダンスもＫ式超高速レギュレータ並であるので、この点だけが残念なところだ。ここが改善出来ればＬＭ３１７はＫ式超高速レギュレータにあまり引けを取らないものになるのだが。もしかすると、入力側と出力側のコンデンサーの種類や容量を変更するなどの方策でこの共振はなくせるのかもしれない。が、上手くいくかどうかは分からない。

（2008年1２月２４日）

（その後：ＰＣオーディオをちょっとＳｔｕｄｙする）

・あれから長らく放置してしまったＫ式ＤＡＣだが、最近になってようやくこれを作り上げようというモチベーションが高まった。 ・のは、オーディオの新機軸で近頃なにかと話題のＰＣオーディオなるものに興味を惹かれたのである。 ・ＰＣオーディオの世界はネットワークオーディオの世界と一体で、ネットワークオーディオの世界ではＬＩＮＮがソフト、ハードともにつとに有名であるが、ＬＩＮＮのＫＬＩＭＡＸなど、我が身には到底無理な高級品の世界なので、ハイビット・ハイサンプリングのハイレゾリューション音源の再生には興味があったものの、とても踏み出せないと思っていたのだ。 ・が、気が付けば世の中の流れには常に取り残されているもの。 ・今や、それほどの投資をせずともネットワークオーディオの世界からハイビット・ハイサンプリングのハイレゾリューション音源を入手し、これを“パソコン”で再生して超高音質な音楽を聴くことが出来る世の中になっていたのだ。 ・ということをＭＪ５月号の五島さんの紹介記事でようやく認識したのだった。（爆）（＾＾； ・で、気付けば、我が家でこれを実現するのに最低限必要なのは大枚２枚とＤＡＣだけである。 ・となれば、これは放置してあったＫ式ＤＡＣを急いで拵える以外にはない。 ・と、モチベーションが上がると、これまで何度か失敗したＳＳＯＰパッケージのＩＣの半田付けも難なくこなせたりする。のは、全く不思議なものだ。（爆） ・結果、あっという間にＤＡＩ＆ＤＡＣ基板が出来上がった。 ・もちろん回路はＮｏ−１９９のものである。 ・が、ＣＳ８４１６には日和ってＳＯＩＣパッケージのものを使ったことや、ベース基板とＩＣピッチ変換基板との接続にショート端子を使ったことなどから、純正とはちょっと風景が異なっている。 ・また、信号入力のコンデンサーにはあり合わせのＳＥコンとディップマイカを起用し、これらも同一基板に載せてある。 ・さらに、純正の入力信号セレクト方式は３．３Ｖ電源とアースのショート（の可能性）が気持ち悪いので、Ｓ０、Ｓ１の４７ｋΩは３．３Ｖに接続したまま、そのＳ０、Ｓ１側をプルダウンしてセレクトする方式にしてある。
・ＩＶＣ＆ＤＳＣ基板は、Ｎｏ−１９６のものも組み立ててはあるのだが、予定を変更してＬＨ００３２によるものにした。これは虫屋のplatycerusさんのご厚意で入手したものだが、基板は銅箔厚が通常以上のものなのかずっしりと重い立派なもの。 ・定数設定等は異なるもの、回路は純正と考え方にほとんど違いはない。が、各ＬＨ００３２にそれぞれローカルレギュレータを用意して電源を供給するなどこだわりの逸品である。したがって、私も２ＳＡ６０３、２ＳＣ９４３、２ＳＡ６０６、２ＳＣ９５９を惜しみなく起用し、また、抵抗にはタクマンＲｅｙ、デカップリングコンデンサにはpanasonicの面実装PPSなど、platycerusさんの推奨品を使ってある。ただ、フィルターコンデンサと位相補正コンデンサにはＳＥコンを用いてしまうのは、なかなか抜け切れないところだ。なお、ＢＺＣは導入しなかった。ＢＺＣを導入しなくとも電源電圧±１５Ｖで問題なく動作する定数設定としたからである。したがって、折角作った−１２Ｖレギュレータは引き続き冬眠。 ・電源部は、トランスが純正のＴＫ−５０Ｂ。このトランスは１次側が凝っているのだが、そのおかげで１００Ｖ入力の他に１１５Ｖ入力も付いているのは今回好都合だった。この１１５Ｖ入力に１００Ｖを入力することにより、２次側出力電圧を下げて使える。その結果２次側の２５Ｖ出力と１８Ｖ出力の整流後ＤＣ電圧が下がって、ＩＶＣ＆ＤＳＣ基板のローカルレギュレータの制御ＴＲである２ＳＡ６０６、２ＳＣ９５９の損失も適正な範囲に収まるのである。が、念のため純正の放熱器を付けて２ＳＡ６０７、２ＳＣ９６０化して使っている。 ・３．３Ｖレギュレータと５Ｖレギュレータは、トランスに２つある７Ｖ出力を利用してそれぞれ独立に稼働させる。これらの回路は基本的に純正の通りだが、はせがわさんの指摘で周知の事実となったとおり、単独でそれぞれ供給した場合３．３Ｖ電源の方が５Ｖ電源より負荷の消費電流が大きく、また、サンプリング周波数が高くなるほどに３．３V側の消費電流が大きく増加する。ので、ＩＣが窒息状態にならないように、その電流制限回路は３．３Ｖレギュレータの方を５．６Ω//５．６Ωの２．８Ω、５Ｖレギュレータの方を１０Ω//１０Ωの５Ωとしてある。 ・そしてケース。かつて用意しておいたタカチＯＳ７０−２６−３３ＢＸはＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴ　ｆｏｒ　ＳＴＡＸ　ＥＡＲＳＰＥＡＫＥＲＳに使われてしまったので、新たにＯＳ７０−３２−３３ＳＳという一回り大きいケースを用意した。これでもトランスや基板を配置して見るとそれほど内部の余裕はない。が、写真のとおり、ＤＡＩ＆ＤＡＣ基板の奥に多少の空きスペースが生まれた。折角なので将来ここにUSB−S/PDIFインターフェイス基板でも収めてみたいものだ。 ・というわけで、私の初めてのＤＡＣが完成した。（＾＾）
・ので、早速ＰＣオーディオで音を聴いてみる。 ・そのために、大枚（＾＾；をはたいて手に入れたのが右のＭ２ＴＥＣＨ ｈｉＦａｃｅ。パソコンのＵＳＢデジタル出力を受けＳ／ＰＤＩＦに変換しＲＣＡ同軸出力するMADE　ｉｎ　ITALYのＤ／Ｄコンバーターである。 ・対応サンプリング周波数は４４．１ｋＨｚ、４８ｋＨｚ、８８．２ｋＨｚ、９６ｋＨｚ、１７６．４ｋＨｚ、１９２ｋＨｚ／１６ｂｉｔ〜２４ｂｉｔとこの価格と大きさでは信じられないスペックだ。 ・電源はパソコンのＵＳＢに寄生だから、これをパソコンのＵＳＢ端子に刺すだけで１９２ｋＨｚ／２４ｂｉｔの高品質音源の再生が可能になる。大きさもUSBメモリをちょっと大きくした程度。全くお手軽なＤ／Ｄコンバーターだ。 ・所定のドライバーをインストールして、これのRCA同軸出力をRCAピンコードでDACの同軸入力に繋げばハードの設定は完了である。

・また、PCオーディオであるから当然コンピュータが必要であり、これは専用のものを用意した方が良いようではあるが、とりあえずは今使っているノートパソコンを使う。 ・さらに、音源であるWAV、AIFF、FLAC、WMAロスレス、MP3などの音楽ファイルを再生する再生ソフトが必要な訳だが、これについてはありがたいことにフリーソフトがいくつかあるので、とりあえず著名なところで「ｆｏｏｂａｒ２０００」と「ｕＬｉｌｉｔｈ」を使ってみることにした。 ・で、ここからがスイッチポンで終わりのＣＤプレーヤー等と違ってやや面倒なところだが、良い音で聴くためのいくつかの手順を踏まなければならないようで、先ずは、この道の先達のアドバイスに従い、再生ソフトの動作環境を出来るだけ整えてやる。 ・我がＰＣのＯＳはＶＩＳＴＡであるが、・再生に使用するプレーヤーソフト以外のプログラムは極力停止、・プロセッサーのスケジュールを「バックグラウンドサービスを優先させる」に設定、・パフォーマンスオプションの「視覚効果」をパフォーマンス優先に設定、・デスクトップの背景を「なし」に設定（我がＶＩＳＴＡではうまくいかず（＾＾；）、・スクリーンセーバーを「なし」に設定、・サウンド設定でシステムサウンドを「なし」に設定、・サウンド設定でhiFaceを「動作中」から外し、ｈｉｆａｃｅのプロパティの詳細で「排他モード」の[アプリケーションによりこのデバイスを排他的に制御できるようにする]と[排他モードのアプリケーションを優先する] の二つの項目にチェックを入れ、[適用]をクリック、というところまではやってみた。極めればもっとやることはあるようだが、まぁ、この辺で妥協。（＾＾； ・さらに、ＰＣオーディオで良い音を聴くためにはＯＳのカーネルミキサーなるものを使わない「カーネル・ストリーミング・モード」というもので再生ソフトとｈｉＦａｃｅが足並みを揃える必要があるらしく、「ｆｏｏｂａｒ２０００」ではそのために「foo_out_ks｝というプラグインソフトが必要だということでこれも所定のフォルダに格納した。「ｕＬｉｌｉｔｈ」の方はそういうプラグインソフトは必要ではないようだ。 ・これで、我がパソコンをトランスポートにする準備は整ったはずなので、ｈｉＦａｃｅをＵＳＢに刺して再生ソフトとしてまずは「uＬｉｌｉｔｈ］を立ち上げる。 ・が、その設定で「サウンド関連」-「サウンド出力」の「出力デバイス」の「出力プラグイン」にどうやっても「Ｋernel Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」が出てこない。「ＤｉｒｅｃｔＳｏｕｎｄ」と「ＷａｖｅＯｕｔ」だけだ。し、使用デバイスも「ＳＰＤＩＦ　インターフェイス（ＨｉＦａｃｅ　１．０．３　Ｕｓｂ　ｔｏ　Ｓｐｄｉｆ（４４．１ｋＨｚ−１９２ｋＨｚ））」としか出ない。これでいいんだろうか？　と悩むことしばし。。。 ・ならば「ｆｏｏｂａｒ２０００」ではどうだろうか、と思って「ｆｏｏｂａｒ２０００」を立ち上げてＰｒｅｆｅｒｅｎｃｅ−Ｐｌａｙｂａｃｋ−ＯｕｔｐｕｔのＯｕｔｐｕｔ　Ｄｅｖｉｃｅを見ると、選択肢に「ＫＳ：ＨＩＦＡＣＥ　Ｋｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」と「ＤＳ：ＳＰＤＩＦ　インターフェイス（ＨｉＦａｃｅ　１．０．３　Ｕｓｂ　ｔｏ　Ｓｐｄｉｆ（４４．１ｋＨｚ−１９２ｋＨｚ））」の両方が出るではないか。これは「ＫＳ」は「ｋｅｒｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」で「ＤＳ」は「Ｄｉｒｅｃｔ　Ｓｏｕｎｄ」に違いないだろうから、当然選ぶべきは「ＫＳ：ＨＩＦＡＣＥ　Ｋｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」だろう。が、そうすると、「ｕＬｉｌｉｔｈ］で「ＤｉｒｅｃｔＳｏｕｎｄ」と「ＷａｖｅＯｕｔ」で「ＳＰＤＩＦ　インターフェイス（ＨｉＦａｃｅ　１．０．３　Ｕｓｂ　ｔｏ　Ｓｐｄｉｆ（４４．１ｋＨｚ−１９２ｋＨｚ））」の設定しか出来ないと言うことは、「ｕＬｉｌｉｔｈ」とｈｉＦａｃｅの組み合わせではカーネル・ストリーミング・モードに出来ないということだろうか？　とまた悩む。。。（爆） ・そこで、「ｕＬｉｌｉｔｈ」とｈｉＦａｃｅの組み合わせだとカーネル・ストリーミング・モードになっているのかいないのか判然としないことについて何か分かるかも知れないと思って、「ｕＬｉｌｉｔｈ」と「ｆｏｏｂａｒ２０００」をＸＰマシンにもインストールしてみた。 ・その結果、「ｆｏｏｂａｒ２０００」ではＯｕｔｐｕｔ　Ｄｅｖｉｃｅに「ＤＳ：ＨＩＦＡＣＥ　Ｋｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」と「ＫＳ：ＨＩＦＡＣＥ　Ｋｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」が選べ、「ｕＬｉｌｉｔｈ］では出力デバイスに「ＤｉｒｅｃｔＳｏｕｎｄ」で「ＨＩＦＡＣＥ　Ｋｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」という選択肢しか出てこない。というものになった。う〜ん、「ｆｏｏｂａｒ２０００」の「ＫＳ：ＨＩＦＡＣＥ　Ｋｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ」は良く分かるが、それ以外はちょっと謎？（＾＾；　だが、ＨｉＦＡＣＥは独自のドライバーでＫｅｒｎｅｌ　Ｓｔｒｅａｍｉｎｇを実現しているようなので、多分これらで問題ないのかもしれない。（＾＾；　で、問題はＶＩＳＴＡの場合の「ｕＬｉｌｉｔｈ］で「ＤｉｒｅｃｔＳｏｕｎｄ」と「ＷａｖｅＯｕｔ」で「ＳＰＤＩＦ　インターフェイス（ＨｉＦａｃｅ　１．０．３　Ｕｓｂ　ｔｏ　Ｓｐｄｉｆ（４４．１ｋＨｚ−１９２ｋＨｚ））」がどうなのかということだが、まあ、不明だけれど、この場合もｈｉＦａｃｅのドライバーがカーネルミキサーを上手く回避した動作をしているのかもしれない。 ・が、本当のところが分からない。悩ましい。（爆）

・だが、悩んでばかりいても埒があかないので、音を聴くべし。（＾＾； ・ということで、まずは多分間違いなくカーネル・ストリーミング・モードになっていると思われる「ｆｏｏｂａｒ２０００」で聴いてみる。音源には昨年のＤＣアンプ試聴会におけるデモ用音源を使う。そのＷａｖｅファイルをＦｉｌｅ−Ｏｐｅｎするだけで我がノートパソコンによる演奏が始まる。 ・おー！成功だ。しかもなかなか良い音ではないか。（＾＾） ・と思ったのだが、さらに良く聴くと、ちょっと音像にくすみを感じる。し、そのためもあって空間が晴れきらない。何か一枚薄いベールがある感じ。。。 ・う〜ん、やはりＰＣオーディオではこの辺が限界なのか。。。 ・と、やや落胆したのだが、こうなればダメ元で「ｕＬｉｌｉｔｈ」も聴いてみるしかあるまい。 ・なので、「ＤｉｒｅｃｔＳｏｕｎｄ」の「ＳＰＤＩＦ　インターフェイス（ＨｉＦａｃｅ　１．０．３　Ｕｓｂ　ｔｏ　Ｓｐｄｉｆ（４４．１ｋＨｚ−１９２ｋＨｚ））」で聴いてみたところ。。。 ・おおっ！なかなかだ。　音のくすみも消えて、変わって艶と張りが出てきた。そためもあって空間も晴れ渡り、結果演奏空間の雰囲気に包まれる、いわゆるワープ感覚が得られるではないか。（＾＾）　帯域も「ｆｏｏｂａｒ２０００」より広く広大な感じだ。 ・が、残念ながら音がたまにボツボツと切れたりすることもあり、必ずしもすべからく良いとは言い難いところもある。 ・が、それはバッファの設定などで解消できるのかもしれない。なので、ネットで調べたりして勉強していると、「ｆｏｏｂａｒ２０００」のセッティングについてとある情報を見つけたのだった。 ・それは、「ｆｏｏｂａｒ２０００」に不必要な信号処理を行わせないで完全なビットデータを送らせるために、Preferences−Playbackをクリックしてリプレイゲインのモードと処理を”none”とすることと、同じくPlayback−DSP option で「アクティブなDSP」を設定しないことである。それと異なるサンプルレートの曲に移行する際に発生する可能性のあるポップノイズ発生を防止するため、Preferences−Advanced−Playback−Fadingプルダウンの“Fade on seek”、“"Fade out”、そして“Fade on pause” の数値をすべて "0" とすること。というものである。 ・そこで、「ｆｏｏｂａｒ２０００」にその設定を施して聴いてみた。 ・んんっ！良くなった〜。（＾＾） ・音のくすみも消えて、変わって艶と張りが出て、空間も晴れ渡り、結果演奏空間の雰囲気に包まれる、いわゆるワープ感覚が得られる。（＾＾）　帯域も最初よりぐっと拡大したように感じる。と、同じ言葉を繰り返す語彙不足だが（＾＾；、「ｕＬｉｌｉｔｈ］に比較するとこの設定の「ｆｏｏｂａｒ２０００」の方が音に落ち着きがある。良さ気だ。 ・その後、ＰＣオーディオファンＮｏ．１、Ｎｏ．２付録ＣＤ＆ＤＶＤのヴィオラ・ダ・ガンバやタッド・ガーフィンクル録音選の９６ｋＨｚ／２４ｂｉｔから１７６．４ｋＨｚ／２４ｂｉｔのＷＡＶデータなど、手元のハイビット・ハイサンプリング音源を色々と聴いているのだが、どれも素晴らしいとしか言いようがない。（まぁ、手前味噌含みで（＾＾；）　ＭＪもこのくらいの音源を付録にしてもらいたいものだ。 ・また、この際試しにネットでクリプトンから９６ｋＨｚ／２４ｂｉｔＦＬＡＣの曲を購入してみた。ＬＩＮＮのＤＳシリーズなんかを使って再生するとイイよ！と書いてあるが余計なお世話。（＾＾； ・で、これも素晴らしいのだった。（＾＾） ・総じてその再生レベルはほぼ同等だが、私の環境では比べれば「ｆｏｏｂａｒ２０００」がやや落ち着いた音であり、「ｕＬｉｌｉｔｈ」はよりメリハリの利いた音という感じがする。 ・結論的には、ノートパソコンで音楽を再生してこれだけの音がするのでは最早ＣＤプレーヤーなど。。。

（２０１０年５月１０日）

（その後の２：ＰＣオーディオをもうちょっとＳｔｕｄｙする）